一种DC-AC三端口变换器及其交流侧均流控制方法与流程

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种dc-ac三端口变换器，本发明还涉及一种dc-ac三端口变换器交流侧均流控制方法。

背景技术

在新能源发电系统、混合风光互补系统和混合动力汽车等领域中，经常需要实现直流侧电源与交流侧电源之间的能量双向传输，如光伏发电系统并交流电网或储能蓄电池向交流微电网输入能量等。此时需要一套双向的dc-ac功率变换装置来实现能量的高效双向传输。

另一方面，为了提高系统功率等级和稳定性，采用基于dab的三端口dc-ac电路拓扑结构，由于实际电路中电路参数的差异，如谐振电路电感电容数值、多绕组隔离变压器等效参数和线路等效阻抗参数等，这些会使得交流侧周波变换器并网电流幅值产生差异，为解决这一问题需要对系统进行电流均衡控制。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种针对交直流电源间能量双向传输的三端口电路拓扑及与其对应的均流控制技术。

本发明是这样实现的：

一种dc-ac三端口变换器，由三个部分组成：原边全桥电路、第一周波变换器1和第二周波变换器。第一周波变换器1包括第一功率开关管s1a、第二功率开关管s1b、第三功率开关管s3a、第四功率开关管s3b、第五功率开关管s2a、第六功率开关管s2b、第七功率开关管s4a、第八功率开关管s4b，第二周波变换器包括第九功率开关管s1c、第十功率开关管s1d、第十一功率开关管s3c、第十二功率开关管s3d、十三功率开关管s2c、第十四功率开关管s2d、第十五功率开关管s4c、第十六功率开关管s4d，原边全桥电路包括第十七功率开关管q1、第十八功率开关管q2、第十九功率开关管q3、第二十功率开关管q4；原边全桥电路由第一桥臂leg1和第二桥臂leg2组成，第一桥臂leg1由第十七功率开关管q1和第十九功率开关管q3串联而成，第二桥臂leg2由第十八功率开关管q2和第二十功率开关管q4串联而成，第一桥臂leg1的中点a接高频隔离变压器的原边节点a1，第二桥臂leg2的中点b接高频隔离变压器的原边节点a2，原边全桥电路的左侧输入端连接直流电源；第一周波变换器1由第三桥臂leg3和第四桥臂leg4组成，第三桥臂leg3由第一双向开关和第二双向开关串联而成，其中第一功率开关管s1a和第二功率开关管s1b反向串联构成第一双向开关，第三功率开关管s3a和第四功率开关管s3b反向串联构成第二双向开关；第四桥臂leg4由第三双向开关和第四双向开关串联而成，其中第五功率开关管s2a和第六功率开关管s2b反向串联构成第三双向开关，第七功率开关管s4a和第八功率开关管s4b反向串联构成第四双向开关，第三桥臂leg3的中点c接第一谐振电路1的一端，第一谐振电路1由第一电感ls1和第一电容cs1串联而成，第一谐振电路1的另一端接高频变压器的第一副边节点b1，第四桥臂leg4的中点d接高频变压器的第一副边的节点b2，第一周波变换器1的输出端m1和n1之间连接有一个由第二电容cf1和第二电感lf1组成的第一输出滤波器，第一输出滤波器的另一端连接交流电网；第二周波变换器与第一周波变换器1并联，第二周波变换器由第五桥臂leg5和第六桥臂leg6组成，第五桥臂leg5由第五双向开关和第六双向开关串联而成，其中第九功率开关管s1c和第十功率开关管s1d反向串联构成第五双向开关，第十一功率开关管s3c和第十二功率开关管s3d反向串联构成第六双向开关；第六桥臂leg6由第七双向开关和第八双向开关串联而成，其中第十三功率开关管s2c和第十四功率开关管s2d反向串联构成第七双向开关，第十五功率开关管s4c和第十六功率开关管s4d反向串联构成第八双向开关，第五桥臂leg5的中点e接第二谐振电路的一端，第二谐振电路由第三电感ls2和第三电容cs2串联而成，第二谐振电路的另一端接高频变压器的第二副边的节点c1，第六桥臂leg6的中点f接高频变压器的第二副边的节点c2，第二周波变换器的输出端m2和n2之间连接有一个由第四电容cf2和第四电感lf2组成的第二输出滤波器，第二输出滤波器的另一端连接交流电网。

一种dc-ac三端口变换器的交流侧均流控制方法，具体的实现步骤如下：

步骤1.系统初始化，使得控制变量电流控制器输出第一移相角控制量第二移相角控制量第三移相角控制量

步骤2.通过电流传感器获取反馈信号直流侧电源输出电流i1，端口2输入并网电流i2和端口3输入并网电流i3，电流hall传感器cs1检测直流侧电源输出电流i1，电流hall传感器cs2检测交流侧端口2的输入并网电流i2，电流hall传感器cs3检测交流侧端口3的输入并网电流i3；

步骤3.由直流侧电源输出电流i1，通过低通滤波器lpf获取直流分量idc；

步骤4.由端口2并网电流i2，通过电流调节器gdc获取相对应的第一移相角控制量

步骤5.由端口3并网电流i3，通过电流调节器g32获取相对应的第二移相角控制量

步骤6.由第三移相角控制量通过解耦补偿器环节h，输出控制信号

步骤7.对和求和得到第四移相角控制量将作为第一移相调制模块psm1的输入，经psm1调制输出8路与sia和sib，i＝1，2，3，4，对应的占空比为0.5的驱动信号，作为第二移相调制模块psm2模块的输入，经psm2调制输出8路与sic和sid，i＝1，2，3，4，对应的占空比为0.5驱动信号；

步骤8.在没有得到停机指令的情况下重复执行(2)～(5)步骤，否则退出运行状态。

所述的一种dc-ac三端口变换器的交流侧均流控制方法，所述的步骤7，通过控制第一移相调制模块psm1和第二移相调制模块psm2模块，输出和的值，调节并网电流i2和并网电流i3的幅值，端口2并网电流i2、端口3并网电流i3和并网总电流ig表达式分别为：

其中：n为匝数比，ωs为系统开关频率，cs1为第一电容的值，ls1为第一电感的值，ls2为第三电感的值，cs2为第三电容的值，p12为端口1和端口2之间的基波有功功率，vdc为直流侧电压值，vg为交流电网电压，为桥臂leg1和leg2之间的移相角，为桥臂leg3和leg4之间的移相角，为桥臂leg5和leg6之间的移相角，θ1为端口1和端口2两个全桥之间的移相角，θ2为端口1和端口3两个全桥之间的移相角，θ3为端口2和端口3两个全桥之间的移相角，

所述的一种dc-ac三端口变换器及其交流侧均流控制方法，所述的步骤4中h的推导过程为，

步骤4.1.根据i2、i3和并网总电流ig表达式推导可得i1和i1和在静态工作点的传递函数为：

式中l表示进行laplace变换；

步骤4.2.解耦补偿器环节为：

为实现交直流电源间能量的双向传输，在传统的隔离dc-ac变换器主电路拓扑结构基础上(原边为一个h桥型的全桥变换器，副边为一个周波变换器cyclo1)，提出增加一个副边绕组，并再增加一个与之相连的周波变换器cyclo2。cyclo1与cyclo2在输出端并联并与电网连接。如此形成一个双向双有源的三端口dc-ac变换器主电路拓扑结构。与传统的隔离dc-ac变换器主电路拓扑(原边为h桥型全桥变换器，副边为一个周波变换器)及控制方法不同，(1)通过参数设计使高频变压器两个副边绕组在运行时同时处于近似谐振状态，即使高频变压器绕组中的电流近似为正弦波；(2)本专利中将原边全桥变换器与副边周波变换器之间的移相角θ固定为常数，可用于决定功率传递的方向并对最大功率传输具有影响；(3)通过使直流侧全桥变换器两个桥臂之间的移相角由0到2π以二倍电网频率线性变化，并与电网频率对齐来实现电网侧近似单位功率因数并网。(4)提供调节副边其中一个周波变换器(如cyclo1)两个桥臂之间的移相角来控制直流母线电流的大小(对应功率的大小)；(5)通过将副边一个周波变换器(如cyclo1)的并网电流值作为另一个周波变换器(如cyclo2)并网电流的给定值，调节副边周波变换器cyclo2桥臂之间的相位角，使其交流侧输出电流瞬时值跟踪cyclo1交流侧输出电流的瞬时值，从而实现cyclo1与cyclo2之间的电流均衡。

本发明的有益效果在于：

通过直流母线电流闭环调节和交流侧均流环及其解耦补偿来控制桥臂间内移相角和外移相角，从而实现系统功率控制与交流侧电流的均流控制。可实现直流侧电源和交流侧电源之间功率传输方向控制和功率传输大小控制；在电路参数存在差异时，可实现交流侧电流的均衡；在交流侧两组周波变换器均正常工作时，可提高系统功率等级；而其中一组故障时，令一组继续工作提高系统容错能力。

附图说明

图1为一种dc-ac三端口变换器及其交流侧均流控制方法的流程图；

图2为主电路及与主电路配合的控制策略；

图3直流侧端电流直流分量稳态波形图；

图4为关键信号稳态波形图，从上到下依次为交流电网电压波形图、周波变换器1并网电流波形图、周波变换器2并网电流波形图和交流电网总的并网电流波形图。

具体实施方式

实施案例1

下面结合附图对本发明做进一步描述。

一种dc-ac三端口变换器，由三个部分组成：原边全桥电路、第一周波变换器1和第二周波变换器。第一周波变换器1包括第一功率开关管s1a、第二功率开关管s1b、第三功率开关管s3a、第四功率开关管s3b、第五功率开关管s2a、第六功率开关管s2b、第七功率开关管s4a、第八功率开关管s4b，第二周波变换器包括第九功率开关管s1c、第十功率开关管s1d、第十一功率开关管s3c、第十二功率开关管s3d、十三功率开关管s2c、第十四功率开关管s2d、第十五功率开关管s4c、第十六功率开关管s4d，原边全桥电路包括第十七功率开关管q1、第十八功率开关管q2、第十九功率开关管q3、第二十功率开关管q4；原边全桥电路由第一桥臂leg1和第二桥臂leg2组成，第一桥臂leg1由第十七功率开关管q1和第十九功率开关管q3串联而成，第二桥臂leg2由第十八功率开关管q2和第二十功率开关管q4串联而成，第一桥臂leg1的中点a接高频隔离变压器的原边节点a1，第二桥臂leg2的中点b接高频隔离变压器的原边节点a2，原边全桥电路的左侧输入端连接直流电源；第一周波变换器1由第三桥臂leg3和第四桥臂leg4组成，第三桥臂leg3由第一双向开关和第二双向开关串联而成，其中第一功率开关管s1a和第二功率开关管s1b反向串联构成第一双向开关，第三功率开关管s3a和第四功率开关管s3b反向串联构成第二双向开关；第四桥臂leg4由第三双向开关和第四双向开关串联而成，其中第五功率开关管s2a和第六功率开关管s2b反向串联构成第三双向开关，第七功率开关管s4a和第八功率开关管s4b反向串联构成第四双向开关，第三桥臂leg3的中点c接第一谐振电路1的一端，第一谐振电路1由第一电感ls1和第一电容cs1串联而成，第一谐振电路1的另一端接高频变压器的第一副边节点b1，第四桥臂leg4的中点d接高频变压器的第一副边的节点b2，第一周波变换器1的输出端m1和n1之间连接有一个由第二电容cf1和第二电感lf1组成的第一输出滤波器，第一输出滤波器的另一端连接交流电网；第二周波变换器与第一周波变换器1并联，第二周波变换器由第五桥臂leg5和第六桥臂leg6组成，第五桥臂leg5由第五双向开关和第六双向开关串联而成，其中第九功率开关管s1c和第十功率开关管s1d反向串联构成第五双向开关，第十一功率开关管s3c和第十二功率开关管s3d反向串联构成第六双向开关；第六桥臂leg6由第七双向开关和第八双向开关串联而成，其中第十三功率开关管s2c和第十四功率开关管s2d反向串联构成第七双向开关，第十五功率开关管s4c和第十六功率开关管s4d反向串联构成第八双向开关，第五桥臂leg5的中点e接第二谐振电路的一端，第二谐振电路由第三电感ls2和第三电容cs2串联而成，第二谐振电路的另一端接高频变压器的第二副边的节点c1，第六桥臂leg6的中点f接高频变压器的第二副边的节点c2，第二周波变换器的输出端m2和n2之间连接有一个由第四电容cf2和第四电感lf2组成的第二输出滤波器，第二输出滤波器的另一端连接交流电网。

发明的系统详细流程如下：

步骤1.系统初始化，使得控制变量电流控制器输出第一移相角控制量第二移相角控制量第三移相角控制量

步骤2.通过电流传感器获取反馈信号直流侧电源输出电流i1，端口2输入并网电流i2和端口3输入并网电流i3，电流hall传感器cs1检测直流侧电源输出电流i1，电流hall传感器cs2检测交流侧端口2的输入并网电流i2，电流hall传感器cs3检测交流侧端口3的输入并网电流i3；

步骤3.由直流侧电源输出电流i1，通过低通滤波器lpf，滤除直流侧输出电流i1的二倍频纹波，获取直流分量idc；

步骤4.由端口2并网电流i2，通过电流调节器gdc，调节给定值idc^*与idc的偏差(idc^*-idc)，获取相对应的第一移相角控制量

步骤5.由端口3并网电流i3，通过电流调节器g32，调节给定值i3^*与i3的偏差(i3^*-i3)，获取相对应的第二移相角控制量

步骤6.由第三移相角控制量通过解耦补偿器环节h，减小与idc之间的耦合并减小对i1对的动态影响，提高系统动态调节效果与稳定性输出控制信号

步骤7.对和求和得到第四移相角控制量将作为第一移相调制模块psm1的输入，经psm1调制输出8路与sia和sib，i＝1，2，3，4，对应的占空比为0.5的驱动信号，作为第二移相调制模块psm2模块的输入，经psm2调制输出8路与sic和sid，i＝1，2，3，4，对应的占空比为0.5驱动信号；

步骤8.在没有得到停机指令的情况下重复执行步骤2～步骤5，否则退出运行状态。

根据基波分析法，端口1和端口2之间、端口1和端口3之间以及端口2和端口3之间的基波有功功率传递关系表达式分别为(定义输出功率为负)：

其中：ωs为系统开关频率，vdc为直流侧电压值，vgm为交流侧电网电压幅值，ωg为电网频率，为桥臂leg1和leg2之间的移相角，为桥臂leg3和leg4之间的移相角，为桥臂leg5和leg6之间的移相角，θ1为端口1和端口2两个全桥之间的移相角，θ2为端口1和端口3两个全桥之间的移相角，θ3为端口2和端口3两个全桥之间的移相角，t为时间变量。

所述的端口2和端口3均并电网，令θ3＝0，则p23＝0，端口2和端口3之间不存在有功功率的传递。原边直流电源和交流电源之间开关频率基波有功功率传递功率表达式为：

所所述的一种dc-ac三端口变换器的交流侧均流控制方法，所述的步骤7，通过控制第一移相调制模块psm1和第二移相调制模块psm2模块，输出和的值，调节并网电流i2和并网电流i3的幅值，端口2并网电流i2、端口3并网电流i3和并网总电流ig表达式分别为：

其中：n为匝数比，ωs为系统开关频率，cs1为第一电容的值，ls1为第一电感的值，ls2为第三电感的值，cs2为第三电容的值，p12为端口1和端口2之间的基波有功功率，vdc为直流侧电压值，vg为交流电网电压，为桥臂leg1和leg2之间的移相角，为桥臂leg3和leg4之间的移相角，为桥臂leg5和leg6之间的移相角，θ1为端口1和端口2两个全桥之间的移相角，θ2为端口1和端口3两个全桥之间的移相角，θ3为端口2和端口3两个全桥之间的移相角，根据并网电流表达式，为使并网电流正弦化，取θ1＝π/2，θ2＝π/2，和用作系统控制变量，通过调节和来调节并网电流i2和i3的幅值。

所述的一种dc-ac三端口变换器及其交流侧均流控制方法，解耦补偿器h主要用于减小周波变换器2桥臂间移相角对直流侧端电流i1的影响，所述的步骤4中h的推导过程为，

步骤4.1.根据i2、i3和并网总电流ig表达式推导可得i1和i1和在静态工作点的传递函数为：

式中l表示进行laplace变换；

步骤4.2.解耦补偿器环节为：

所述的隔离型双向双有源dc-ac三端口主电路包括三个部分：(ⅰ)原边全桥电路、(ⅱ)周波变换器1和(ⅲ)周波变换器2。这三个部分分别连接在三端口高频隔离变压器(hft)原边、副边1和副边2端口上。

所述的原边全桥电路由左右两个桥臂leg1和leg2组成，leg1由功率开关管q1和q3串联而成；leg2由功率开关管q2和q4串联而成，q1、q2、q3和q4驱动信号均为占空比等于0.5的脉冲信号，其中q1和q3互补导通，q2和q4互补导通，q1和q2，q3和q4之间脉冲驱动信号之间移相角等于leg1和leg2的中点a和b分别接高频隔离变压器(hft)原边节点a1和a2。直流电源连接在原边全桥电路的输入端，其端电压为vdc，该直流电源可以是蓄电池、光伏发电系统直流母线或者是任意满足条件的直流母线。

所述的周波变换器1和周波变换器2结构组成和电路连接完全一样，以周波变换器1为例进行说明。周波变换器1由左右两个桥臂leg3和leg4组成，leg3由两个双向开关串联而成，其中功率开关管s1a和s1b反向串联构成一个双向开关，功率开关管s3a和s3b反向串联构成另一个双向开关；leg4由两个双向开关串联而成，其中功率开关管s2a和s2b反向串联构成一个双向开关，功率开关管s4a和s4b反向串联构成另一个双向开关，即周波变换器1由a，包括s1a、s2a、s3a、s4a和b包括s1b、s2b、s3b、s4b两组共8个功率开关管构成，在一个电网周期内：当vg≥0时，a组功率开关管驱动信号全给高电平使其全部导通，b组功率开关管进行移相调制，其驱动信号为占空比等于0.5的脉冲信号，s1b和s3b互补导通，s2b和s4b互补导通，s1b和s2b，s3b和s4b之间脉冲驱动信号之间移相角等于同理，当vg<0时，b组功率开关管驱动信号全给高电平使其全部导通，a组功率开关管进行移相调制，其驱动信号为占空比等于0.5的脉冲信号，s1a和s3a互补导通，s2a和s4a互补导通，s1a和s2a，s3a和s4a之间脉冲驱动信号之间移相角为leg3的中点c接谐振电路1的一端，谐振电路1由电感ls1和cs1串联而成，用于在高频变压器(hft)中产生谐振电流，谐振电路的另一端接高频变压器(hft)副边1的节点b1，leg4的中点d接高频变压器(hft)副边1的节点b2。周波变换器1的输出端m1和n1之间连接有一个由电容cf1和电感lf1输出滤波器，用于滤除输出电流中的高频谐波，提高并网电流质量。输出滤波器的另一端连接交流电网，交流电网电压vg＝vgm·sinωgt。

实施案例2

本发明属于电力电子技术领域，例如交直流并网系统，具体涉及一种基于dab(dualactivebridge)的dc-ac三端口变换器及其交流侧均流控制方法。

在新能源发电系统、混合风光互补系统和混合动力汽车等领域中，经常需要实现直流侧电源与交流侧电源之间的能量双向传输，如光伏发电系统并交流电网或储能蓄电池向交流微电网输入能量等。此时需要一套双向的dc-ac功率变换装置来实现能量的高效双向传输。

另一方面，为了提高系统功率等级和稳定性，采用基于dab的三端口dc-ac电路拓扑结构，由于实际电路中电路参数的差异，如谐振电路电感电容数值、多绕组隔离变压器等效参数和线路等效阻抗参数等，这些会使得交流侧周波变换器并网电流幅值产生差异，为解决这一问题需要对系统进行电流均衡控制。

本发明的目的在于提供一种针对交直流电源间能量双向传输的三端口电路拓扑及与其对应的均流控制技术。包括：

为实现交直流电源间能量的双向传输，在传统的隔离dc-ac变换器主电路拓扑结构基础上(原边为一个h桥型的全桥变换器，副边为一个周波变换器cyclo1)，提出增加一个副边绕组，并再增加一个与之相连的周波变换器cyclo2。cyclo1与cyclo2在输出端并联并与电网连接。如此形成一个双向双有源的三端口dc-ac变换器主电路拓扑结构。与传统的隔离dc-ac变换器主电路拓扑(原边为h桥型全桥变换器，副边为一个周波变换器)及控制方法不同，(1)通过参数设计使高频变压器两个副边绕组在运行时同时处于近似谐振状态，即使高频变压器绕组中的电流近似为正弦波；(2)本专利中将原边全桥变换器与副边周波变换器之间的移相角θ固定为常数，可用于决定功率传递的方向并对最大功率传输具有影响；(3)通过使直流侧全桥变换器两个桥臂之间的移相角由0到2π以二倍电网频率线性变化，并与电网频率对齐来实现电网侧近似单位功率因数并网。(4)提供调节副边其中一个周波变换器(如cyclo1)两个桥臂之间的移相角来控制直流母线电流的大小(对应功率的大小)；(5)通过将副边一个周波变换器(如cyclo1)的并网电流值作为另一个周波变换器(如cyclo2)并网电流的给定值，调节副边周波变换器cyclo2桥臂之间的相位角，使其交流侧输出电流瞬时值跟踪cyclo1交流侧输出电流的瞬时值，从而实现cyclo1与cyclo2之间的电流均衡。

本发明的主要贡献和特点在于：通过直流母线电流闭环调节和交流侧均流环及其解耦补偿来控制桥臂间内移相角和外移相角，从而实现系统功率控制与交流侧电流的均流控制。如此：

(1)可实现直流侧电源和交流侧电源之间功率传输方向控制和功率传输大小控制；

(2)在电路参数存在差异时，可实现交流侧电流的均衡；

(3)在交流侧两组周波变换器均正常工作时，可提高系统功率等级；而其中一组故障时，令一组继续工作提高系统容错能力。

结合附图2，本发明的目的是这样实现的。

(1)对主电路的描述

专利所述隔离型双向双有源dc-ac三端口主电路包括三个部分：(ⅰ)原边全桥电路、(ⅱ)周波变换器1和(ⅲ)周波变换器2。这三个部分分别连接在三端口高频隔离变压器(hft)原边、副边1和副边2端口上。

其中原边全桥电路由左右两个桥臂leg1和leg2组成，leg1由功率开关管q1和q3串联而成；leg2由功率开关管q2和q4串联而成，leg1和leg2的中点a和b分别接高频隔离变压器(hft)原边节点a1和a2。直流电源连接在原边全桥电路的输入端，其端电压为vdc，该直流电源可以是蓄电池、光伏发电系统直流母线或者是任意满足条件的直流母线。

其中周波变换器1和周波变换器2结构组成和电路连接完全一样，以周波变换器1为例进行说明。周波变换器1由左右两个桥臂leg3和leg4组成，leg3由两个双向开关串联而成，其中功率开关管s1a和s1b反向串联构成一个双向开关，功率开关管s3a和s3b反向串联构成另一个双向开关；leg4由两个双向开关串联而成，其中功率开关管s2a和s2b反向串联构成一个双向开关，功率开关管s4a和s4b反向串联构成另一个双向开关；leg3的中点c接谐振电路1的一端，谐振电路1由电感ls1和cs1串联而成，用于在高频变压器(hft)中产生谐振电流，谐振电路的另一端接高频变压器(hft)副边1的节点b1，leg4的中点d接高频变压器(hft)副边1的节点b2。周波变换器1的输出端m1和n1之间连接有一个由电容cf1和电感lf1输出滤波器，用于滤除输出电流中的高频谐波，提高并网电流质量。输出滤波器的另一端连接交流电网，交流电网电压vg＝vgm·sinωgt。

(2)对控制框图的描述

附图2中，控制策略包括三部分：直流母线电流idc控制环(或功率控制环)、交流侧并网电流均流环和中间解耦补偿环节。

idc控制环主要包括lpf、gdc和psm1三部分：其中cs1为电流hall传感器，用于检测直流侧电源输出电流i1；lpf为低通滤波器，主要用于滤除直流侧输出电流i1的二倍频纹波获取直流分量，i1被送入lpf进行滤波，lpf输出i1中的直流分量idc；gdc为idc电流调节器，直流分量给定值与idc的偏差被送入调节器gdc进行调节，产生控制信号控制信号与控制信号作和得控制信号psm1为移相调制模块，用于调制产生一组与周波变换器1各功率开关管对应的移相开关信号，控制信号被送入psm1，经调制得功率开关管sja和sjb(j＝1，2，3，4)的开关信号。

交流侧并网电流均流环主要包括g32和psm2两部分：其中cs2和cs3均为电流hall传感器，分别用于检测交流侧端口2和端口3的输入并网电流i2和i3；g32为均流调节器，用于调节i3的大小使之等于i2，i2作为i3的给定值，将与i3的偏差送入调节器g32进行调节，输出psm2为移相调制模块，用于调制产生一组与周波变换器2各功率开关管对应的移相开关信号，控制信号被送入psm2，经调制得功率开关管sjc和sjd(j＝1，2，3，4)的开关信号。

中间解耦补偿器环节为h，主要用于减小与idc之间的耦合，提高系统动态调节效果与稳定性，解耦补偿器的输入为输出为

对专利所述控制方法执行的流程图说明如下。

(1)首先在系统上电初始阶段，进行与系统控制相关的软件和硬件初始化工作，其中重要的工作是置程序中的控制变量电流控制器输出

(2)控制系统通过电流传感器cs1、cs2和cs3分别获取电流反馈信号i1,i2和i3；

(3)将cs1采样信号i1送入lpf提取出直流分量idc；

(4)运行gdc调节器获取与端口2并网电流对应的移相角控制量

(5)运行g32调节器获取与端口3并网电流对应的移相角控制量

(6)运行解耦补偿器环节h，减小对i1对的动态影响；

(7)分别运行psm1和psm2模块，将和分别作为psm1和psm2模块的输入，经psm1调制输出8路与sia和sib(i＝1，2，3，4)对应的占空比为0.5的驱动信号，经psm2调制输出8路与sic和sid(i＝1，2，3，4)对应的占空比为0.5驱动信号；

(8)在没有得到停机指令的情况下重复执行(2)～(5)步骤，否则退出运行状态。

1对系统控制原理的说明

依据附图1主电路进行说明。根据基波分析法，端口1和端口2之间、端口1和端口3之间以及端口2和端口3之间的基波有功功率传递关系表达式分别为(定义输出功率为负)：

其中：ωs为系统开关频率，vdc为直流侧电压值，vgm为交流侧电网电压幅值，ωg为电网频率，为桥臂leg1和leg2之间的移相角，为桥臂leg3和leg4之间的移相角，为桥臂leg5和leg6之间的移相角，θ1为端口1和端口2两个全桥之间的移相角，θ2为端口1和端口3两个全桥之间的移相角，θ3为端口2和端口3两个全桥之间的移相角，t为时间变量。

由于端口2和端口3均并电网，故令θ3＝0，则p23＝0，端口2和端口3之间不存在有功功率的传递。因此原边直流电源和交流电源之间开关频率基波有功功率传递功率表达式为：

则交流侧端口2并网电流i2、端口3并网电流i3和并网总电流ig表达式分别为：

根据并网电流表达式，为使并网电流正弦化，取θ1＝π/2，θ2＝π/2，和用作系统控制变量，通过调节和来调节并网电流i2和i3的幅值。

2对psm及调制策略的说明

附图1中psm1和psm2均为移相调制模块，分别用于调制产生周波变换器1和2所需的8路移相脉冲信号。其原理和内部结构完全一致，这里结合附图1针对周波变换器1以psm1为例进行说明。周波变换器1由a(s1a，s2a，s3a，s4a)、b(s1b，s2b，s3b，s4b)两组共8个功率开关管构成。在一个电网周期内：当vg≥0时，a组功率开关管驱动信号全给高电平使其全部导通，b组功率开关管进行移相调制，其驱动信号为占空比等于0.5的脉冲信号，s1b和s3b互补导通，s2b和s4b互补导通，s1b和s2b，s3b和s4b之间脉冲驱动信号之间移相角等于同理，当vg<0时，b组功率开关管驱动信号全给高电平使其全部导通，a组功率开关管进行移相调制，其驱动信号为占空比等于0.5的脉冲信号，s1a和s3a互补导通，s2a和s4a互补导通，s1a和s2a，s3a和s4a之间脉冲驱动信号之间移相角为

原边采用的全桥电路中功率开关管q1、q2、q3和q4驱动信号均为占空比等于0.5的脉冲信号，其中q1和q3互补导通，q2和q4互补导通，q1和q2，q3和q4之间脉冲驱动信号之间移相角等于

3对解耦补偿器h的说明

解耦补偿器h主要用于减小周波变换器2桥臂间移相角对直流侧端电流i1的影响。具体推导过程如下：

根据公式(3)推导可得i1和i1和在静态工作点的传递函数为：

式中l表示进行laplace变换。可得解耦补偿器环节为：

采用专利所述拓扑及控制方法，vdc＝50v，vg＝50sin100πt，n＝1，ls1＝75μh，cs1＝5μf，ls2＝70μh，cs1＝5μf，其中ls1和ls2的参数设置差异用来模拟实际电路中的参数误差，直流侧直流输出电流给定值图2为原边直流母线电流idc波形图，系统在约0.44s达到稳态后平均电流稳定在约10a，图3所示各波形图从上到下依次为交流电网电压波形、周波变换器1并网电流波形、周波变换器2并网电流波形和交流电网总的并网电流波形，可见待系统稳定后周波变换器1和2的输出电流幅值基本一致。