本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种功率并联的均流电路。
背景技术
随着电力电子领域的兆瓦级功率器件的与日俱增，对功率开关的要求也越来越高。igbt(insulatedgatebipolartransistor)，绝缘栅-双极型晶体管，是一种由双极型三极管(bjt)和绝缘栅型场效应管(mosfet)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件,因其高输入阻抗和低导通压降等特点，特别适用于大功率的应用场景。
在使用igbt时，若单个器件无法满足功率需求，通常采用功率并联的方式来提高耐压和耐流等级。例如，图1是现有技术中的功率并联电路拓扑结构图，如图1所示，采用了多个igbt的并联结构来提高功率密度，从而降低了成本。但是由于igbt等器件本身参数的不一致或者电路拓扑结构的布局不对称，通常会导致电流分配不均衡，甚至会使器件因为电流超过规格而失效。
因此，目前需要一种有效提高功率并联电路的均流效果的电路拓扑结构。
技术实现要素：
针对现有技术中存在的上述问题，本发明提供了一种功率并联的均流电路，包括用于产生pwm信号的控制器；由并联功率器件组成的功率并联电路，所述功率并联电路包括至少两个所述桥臂；以及连接于所述功率并联电路的滤波器，所述滤波器包括至少两个滤波电感，分别连接于相应桥臂的中心；其中，所述控制器控制所述功率并联电路产生交流电经所述滤波器输出至负载。
优选的，每增加一个桥臂，相应增加一个滤波电感。
优选的，所述至少两个滤波电感之间采用分束方式连接，彼此形成正耦合结构。
优选的，所述控制器与所述功率并联电路之间连接有用于电气隔离的多个光耦隔离器件。
优选的，所述控制器产生两路pwm信号，其中一路经至少两个所述光耦隔离器件分别传输至所述功率并联电路，另一路经一个所述光耦隔离器件后再传输至所述功率并联电路。
优选的，每增加一个桥臂，相应增加一个光耦隔离器件。
优选的，所述控制器产生两路pwm信号，各自经多个所述光耦隔离器件分别传输至所述功率并联电路。
优选的，每增加一个桥臂，相应增加两个光耦隔离器件。
优选的，所述功率并联电路是半桥逆变电路，或者是三电平逆变电路，或者是功率因数矫正电路。
优选的，所述控制器是dsp处理器，或者是由dsp和cpld组成的处理器。
本发明提供的功率并联的均流电路，将滤波电感分多组各自连接于于功率并联电路的桥臂中心，利用电感的感抗大于与其串联的功率并联阻抗的特点，从而降低功率并联阻抗对电路的影响，均流效果好，能够解决由功率器件(例如igbt)的开通关断延时和其它元件(例如光耦)的延时所导致的并联不一致问题，以及由多个并联功率器件之间的参数差异所导致的电流不均问题。
附图说明
图1是现有技术中的功率并联电路图。
图2是本发明的较佳实施例的半桥逆变器的均流电路图。
图3是本发明的另一较佳实施例的半桥逆变器的均流电路图。
图4是本发明的另一较佳实施例的三电平逆变器的均流电路图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图通过具体实施例对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
影响并联功率器件的电流分配不均的因素一般包括由器件本身参数所导致的静态电流不均衡，例如，受igbt及其反并联二极管的参数所影响的igbt的饱和压降和反并联二极管的正向压降，或受igbt驱动电路中的器件参数所影响的igbt的栅极驱动电压；另外，还有由于器件开关不同步所导致的动态电流不均衡，例如，igbt的跨导和反并联二极管的反向恢复时间，或igbt栅极驱动的变化率，驱动电路等。
为了解决上述问题，发明人经研究发现，功率并联的动态均流会受到感抗的影响，例如，igbt驱动电路的延时和igbt的开关延时；而功率并联电路的阻抗还会影响其静态均流，例如，igbt的饱和压降。基于上述情况，发明人提出了一种通过在功率并联电路中增加电感阻抗的方法来提高均流效果的电路拓扑结构。
图2是本发明的较佳实施例的半桥逆变电路的均流电路的电路图，如图2所示，包括控制器1、光耦隔离器2、半桥逆变器3以及滤波器4。其中，控制器1可以产生用于控制逆变的pwm信号，并可将pwm信号输出至一端连接于上述控制器1的光耦隔离器2；光耦隔离器2的输出端连接于半桥逆变器3，该光耦隔离器2可用于传输控制器1产生的pwm信号以便驱动半桥逆变器3，并实现控制器1与半桥逆变器3的电气隔离；半桥逆变器3包括两个并联逆变桥臂，即由t1、t2组成的逆变桥臂和由t3、t4组成的逆变桥臂，以及两个直流端母线电容c1和c2；滤波器4是lc滤波器，包括滤波电感l1、l2和滤波电容c3。
其中，光耦隔离器2包括三组光耦器件，即opto1、opto2、opto3，控制器1产生的两路pwm信号输出至光电耦合器2，在驱动t1和t3时，由于t1和t3的电位差不同，其中一路pwm1需分成两路经opto1和opto2隔离再输出至t1和t3的栅极；由于t2和t4的电位差相同，另一路pwm2可经opto3后分成两路，输出至t2和t4的栅极，用于驱动t2和t4。其中，pwm1和pwm2是在一个周期内的互补脉宽调制信号，其中一个信号为半周正偏，另一个为半周反偏。
半桥逆变器3中，母线电容c1的正极连接于t1和t3的漏极，母线电容c2的负极连接于t2和t4的源极，c1的负极连接于c2的正极并接地。其中，t1、t2、t3、t4各自的源极和漏极之间分别反向并联了二极管，此处的二极管可以是独立的二极管，也可以是相应的igbt的寄生二极管。
滤波器4包含分别连接于半桥逆变器3的两个逆变桥臂中点的电感l1和电感l2，其中，l1与t1和t2所组成的逆变桥臂中点相串联，l2与t3和t4所组成的逆变桥臂中点相串联。
与现有igbt并联电路相比，本发明提供的电路拓扑结构能够有效改善igbt并联的均流效果。以并联igbt的t1和t2为例，具体原理如下：
如图1所示的现有电路结构，假设igbt的阻抗t1为r1,t2为r2，其中r1>r2；流经t1、t2的总电流为i,则可计算获得流过t1电流占总电流i的比例ratio1为:
获得流过t2电流占总电流i的比例ratio2为:
由上述假设r1>r2可知，此时ratio1<0.5，ratio2>0.5。
如图2所示的本发明提供的电路结构，假设igbt的阻抗t1为r1,t2为r2，其中r1>r2；两束耦合电感的阻抗分别为r，流经t1、t2的总电流为i(假设图2中的负载与图1相同),则可计算获得流过t1电流占总电流i的比例ratio3为:
获得流过t2电流占总电流i的比例ratio4为:
则有：
由此可知，相比于图1所示的现有并联电路，本发明所提供的方法相当于将igbt所构成的开关管串联电感后再进行并联，利用电感阻抗大于与其串联的igbt阻抗的特点，降低igbt的阻抗在电路阻抗中的占比，即使流过t1的电流占总电流i的比例(ratio1)增加，使流过t2的电流占总电流i的比例(ratio2)减小，即使ratio1和ratio2更加接近均值0.5，从而实现均流，其中，若上述耦合电感的阻抗越大于igbt的阻抗，均流效果越好。
图3是本发明的另一较佳实施例的半桥逆变电路的均流电路的电路图，如图3所示，该半桥逆变电路的均流电路与图2所述的电路相似，不同之处在于图3所示的半桥逆变器3包括三个并联的逆变桥臂，即由t1、t2组成的逆变桥臂、由t3、t4组成的逆变桥臂，以及由t5、t6组成的逆变桥臂，以及两个直流端母线电容c1和c2。其中，母线电容c1的正极连接于t1、t3和t5的漏极，母线电容c2的负极连接于并联t2、t4和t6的源极，c1的负极连接于c2的正极并接地。其中，t1、t2、t3、t4、t5、t6各自的源极和漏极之间分别反向并联了二极管，此处的二极管可以是独立的二极管，也可以是相应的igbt的寄生二极管；
光电耦合器2包括四组光耦器件，即opto1、opto2、opto3、opto4,控制器1产生的两路pwm信号输出至光电耦合器2时，其中一路pwm1分成三路经opto1、opto2和opto4输出至t1、t3和t5的栅极，用于驱动t1、t3和t5；另一路pwm2经opto3后分成三路，输出至t2、t4和t6的栅极，用于驱动t2、t4和t6。其中，pwm1和pwm2是在一个周期内的互补脉宽调制信号，其中一个信号为半周正偏，另一个为半周反偏。
滤波器4包含分别连接于半桥逆变器3的三个逆变桥臂中点的电感l1、电感l2和电感l3，其中，l1与t1和t2逆变桥臂中点相串联，l2与的t3和t4逆变桥臂中点相串联，l3与t5和t6逆变桥臂中点相串联。上述拓扑结构相当于将igbt所构成的开关管串联电感后再进行并联，利用l1、l2和l3阻抗远大于与其串联的功率并联的阻抗的特点，降低igbt阻抗在电路阻抗中的占比，从而忽略igbt的阻抗，从而解决由开关管参数差异所引起的流过开关管的电流不均问题。
在本发明的一个实施例中，图2中的光电耦合器件opto3还可替换为两组光电耦合器件，从而使控制器1产生的pwm2信号与pwm1信号相似，先分成两路，再分别经两组光电耦合器件，输出至t2和t4的栅极，用于驱动t2和t4；类似地，图3中的光电耦合器件opto3还可替换为三组光电耦合器件，从而使控制器1产生的pwm2信号与pwm1信号相似，先分成三路，再分别经三组光电耦合器件输出至t2、t4和t6的栅极，用于驱动t2、t4和t6。
在本发明的一个实施例中，图2中的滤波电感l1和l2可以采用电感的分束结构，即使用一个线圈分成两束的电感，使两束线圈形成正耦合，线圈一端的两束端子分别接至两个逆变桥臂的中点，线圈另一端的端子合并接至滤波电容c3；类似地，图3中的滤波电感l1、l2和l3也可以采用电感的分束结构，即使用一个线圈分成三束的电感，使三束线圈形成正耦合，线圈一端的三束端子分别接至三个逆变桥臂的中点，线圈另一端的端子合并接至滤波电容c3。
图4是本发明的另一较佳实施例的三电平逆变器的均流电路图，如图4所示，该均流电路与图2所述的电路相似，不同之处在于，将图1中半桥逆变器3替换成为图4中的三电平逆变器3，相应的，还增加了控制器1输出的pwm信号以及光电耦合器2的光耦器件数量。上述拓扑结构相当于将igbt所构成的三电平逆变桥臂串联电感后再进行并联，利用l1、l2阻抗远大于与其串联的igbt的阻抗的特点，降低igbt阻抗在电路阻抗中的占比，从而解决由开关管参数差异所引起的三电平逆变器电流不均问题。
在本发明的一个实施例中，图2中的半桥逆变电路还可替换为pfc半桥电路，从而解决由开关管参数差异所引起的功率因数矫正电路中的电流不均问题。
在本发明的一个实施例中，为节约逻辑器件，上述控制器1可以只采用dsp处理器；或者为扩展接口采用由dsp和cpld组成的处理器。
尽管在上述实施例中，采用了包括四个igbt的功率并联电路和包括六个igbt功率并联电路来举例说明本发明提供的均流电路结构，但本领域普通技术人员应理解，在其它实施例中，还可以根据实际应用需求增加功率器件(例如igbt、晶体管、晶闸管等)的数量，通过采用上述实施例中描述的拓扑连接方式，同时增加相应的光耦隔离器件和滤波电感就可实现有效的均流效果。
虽然本发明已经通过优选实施例进行了描述，然而本发明并非局限于这里所描述的实施例，在不脱离本发明范围的情况下还包括所作出的各种改变以及变化。