一种基于三相Vienna整流器的滑模比例谐振控制方法与流程

本发明属于vienna整流器领域，特别是一种基于三相vienna整流器的滑模比例谐振控制方法。

背景技术

vienna整流器是一种优秀的三电平整流器，与传统三电平pwm整流器相比，具有节省开关器件数量，开关器件承受电压为输出电压一半，降低器件应力，无需设置驱动死区时间，控制算法相对简单等优点，使得其成为了如今整流器的一个热点研究方向，并且vienna整流器能更好的治理电网谐波污染、改善电能质量，降低电网中谐波含量、提高功率因素。在实际应用中，vienna整流器双闭环普遍采用pi控制策略，但是pi控制难以实现交流信号无静差跟踪，且动态响应速度较慢，不能快速使得直流侧电压稳定，对负载抗干扰能力也较差。为了提高系统性能，对vienna整流器控制策略的研究变得越来越有必要。

目前，vienna整流器常采用传统电流电压双闭环的pi控制策略。虽然该策略可以使得电流的的调节变得相对简单，但是系统需要增加pi调节器参数整定和控制系统设计复杂性。并且对vienna整流器而言，采用常规双pi控制，系统动态性相对来说很差，电压超调量与快速性和准确性之间的矛盾也较为突出，很难达到理想控制效果。滑模变结构控制是目前解决非线性问题的方法之一，近些年有一些文献将其应用到了三相整流器的电压外环控制策略之中；同时近些年也提出了一种pr控制器，与传统pi控制器相比，其最大特点是在基波频率处增益很大，目前也有不少文章将pr控制策略应用到三相整流器电流内环之中。

技术实现要素：

针对上述问题与不足，本发明提供一种基于三相vienna整流器的滑模比例谐振控制方法，来改善传统控制策略中存在的缺点。本发明创新性的把滑模控制应用到电压外环，把pr控制策略应用到电流内环。针对直流侧上下电容电压中点电位平衡问题，本发明采用传统的pi控制策略，电压外环和电流内环这两种控制策略的结合，不仅可以提高vienna整流器鲁棒性和动态性能，还可以提高vienna整流器反应速度，减小直流侧电压波动，同时具有更好的抗负载扰动能力。

本发明采取的技术方案为：

一种基于三相vienna整流器的滑模比例谐振控制方法，包括以下步骤：

步骤1：根据基尔霍夫定律及三相vienna整流器的拓扑结构推导三相整流器电路方程；

步骤2：分别采集直流侧上下电容的电压uc1和uc2，交流侧电流ia,ib,ic以及电压ua,ub,uc，将采集到的直流侧上下电容电压uc1、uc2相加得到总电压udc，并将udc与直流侧电压参考值udcref的差值通过滑模控制器得到电流参考值idref，带入iqref＝0，再经过2s/2r变换得到iα和iβ，将交流侧电流经过3s/2r变换得到电流实际值iαref和iβref，然后将iαref和iα、iβref和iβ作差再通过比例谐振控制得到usα和usβ，通过电压ua,ub,uc得到锁相环的角度θ；

步骤3：将usα，usβ以及直流侧电压udc，交流侧电流ia,ib,ic以及中点电压信号一起导入到控制器中，最终得到vienna整流器开关通断信号。

理想的比例谐振函数在基波处增益为无穷大在非谐振频率处增益很小，其理想传递函数为：

其中：s为复频域算子，kp为比例系数，kr为谐振系数，ω0为基波频率。

由于受外界影响，理想的pr控制器难以实现，因此一般使用稳定性较高的非理想pr控制器，其传递函数为：

其中ωc＝ω0，增加ωc可以降低频率波动对控制器影响，ωc为角频率。

选取vdc和iq为输出变量，滑模面选取如公式(3)所示，

对滑模面s2求导(udc为变量，udcref为给定常量，其导数为0)可得

由于

由公式(4)、(5)可得

令

其中ε0表示趋近切换面的速度，取值大于0，k0表示趋近律指数系数，取值也大于0，sd和sq分别为开关函数sa,sb,sc在dq坐标系下的变量，idc为中点电位的电流。

稳态时，

上下电容中位点采用pi控制器：

其中kp1和ki分别表示比例和积分系数。

电流内环采用pr控制，pr控制与传统的pi控制相比最大的优点是不需要解耦控制，且在αβ坐标系下简化了运算。

本发明一种基于三相vienna整流器的滑模比例谐振控制方法，优点在于：

1、该复合控制策略结合了滑模控制策略和比例谐振控制策略的优点，能有效改善交流侧电压和电流跟随效果，提高系统快速性、准确性以及系统抗干扰能力，并且还具有较好的鲁棒性和动态性能，还能避免复杂的坐标转化计算。相对于三相vienna整流器的双pi控制策略而言，复合控制策略能更好的改善电网中谐波污染并且能更好的适应负载扰动。

2、改进的比例谐振控制，相比于理想的比例谐振控制策略，多了一个阻尼环节，既能保持传统谐振控制方式在电网频率处增益高的优点，又能使得系统在电网频率发生波动时仍能实现良好的跟踪控制效果。

3、滑模控制使控制器具有很好动态控制性能和抗干扰能力。比例积分控制器对直流电压控制具有良好的动态性能，能提高控制策略的整体性能。

附图说明

图1是基于滑模比例谐振控制策略控制结构图。

图2是基于滑模比例谐振控制策略原理结构图。

图3是基于滑模比例谐振控制策略负载突降时交流侧电流和电压跟随波形图和直流侧电压波形图。

图4是三相vienna整流器谐波傅里叶分析图。

图5是基于滑模比例谐振控制策略负载突升时交流侧电流和电压跟随波形图和直流侧电压波形图。

图6是电感为3mh时交流侧电流和电压跟随波形图和直流侧电压波形图。

图7是电感为4mh时交流侧电流和电压跟随波形图和直流侧电压波形图。

图8是电压标准值在0.1s由700v突变成660v，交流侧电流和电压跟随波形图和直流侧电压波形图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图，对本发明做进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。采用以下参数对系统进行仿真分析：

交流侧电压有效值为220v，电阻为0.1ω，电感为4mh，直流电压给定值为700v，电容为c1＝c2＝2200μf，负载电阻为50ω，在0.1s时在直流负载侧并联一个200ω电阻，仿真时间为0.2s。pr控制三个参数分别取kp＝6，kr＝20以及ωc＝10，ω0＝100π。

图1是一种基于三相vienna整流器的滑模比例谐振控制方法的控制结构图，包含如下步骤：

步骤1：根据基尔霍夫定律及三相vienna整流器的拓扑结构推导三相整流器电路方程。

三相vienna整流器的拓扑结构是一种优秀的三电平pwm整流器，与传统三电平pwm整流器相比，具有节省开关器件数量，降低器件应力，无需设置驱动死区时间，控制算法相对简单，网侧功率因素更高，电流谐波更小等优点，这也使得它成为了现代电力电子研究领域热点问题之一，并被广泛应用在有源电力滤波器、风力发电、光伏发电、不间断电源以及混合动力车充电站等工业领域；其主电路拓扑结构的示意图如图2所示，可控功率四周有四个二极管所包围，上下两个二极管为快速恢复二极管。其中ua,ub,uc是三相交流输入电压，ia,ib,ic是三相交流输入电流，la,lb,lc是三相滤波电感，其大小相等且均为l；ra,rb,rc是三相滤波电阻，其大小相等且均为r；ip,in分别是直流侧正负向电流，cp,cn分别是直流侧上下电容，大小相等且均为c，rl是负载，直流侧母线电压udc为直流侧上下电容电压之和。

为了简化计算，现假设所有器件均是理想器件并引入正向电流和负向电流开关函数sap,sbp,scp和san,sbn,scn，电网处于平衡状态且整流器工作在连续状态，在abc坐标系中数学模型由kcl和kvl可得：

上式为三相静止坐标系abc中a相电压及上下电容电流公式，同理可得b,c两相电压公式。其中sap,sbp,scp和san,sbn,scn表示正向电流和负向电流开关函数，rl是负载，udc为直流侧母线电压，ucp为上电容电压、ucn为下电容电压，ia,ib,ic是三相交流输入电流，la,lb,lc是三相滤波电感。

利用三相静止坐标系abc与两相旋转坐标系dq之间变换公式可得式子：

上式中ed和eq分别为三相交流电压ea、eb和ec在同步旋转坐标系dq下的网侧电压；id和iq分别为三相交流电流ia、ib和ic在同步旋转坐标系dq下的网侧电流，sdp、sdn和sqp、sqn分别为开关函数sap,sbp,scp和san,sbn,scn在dq坐标系下的正负序变量，其中hd＝sdp-sdn，hq＝sqp-sqn。

电流内环采用dq坐标系下pr控制策略，ud和uq的控制方程是：

上式中gpr为电流内环比例谐振增益，id和iq分别为电流给定值，一般要求无功功率为0，所以取idref＝0。

步骤2：分别采集直流侧上下电容电压uc1和uc2，交流侧电流ia,ib,ic以及电压ua,ub,uc，将采集到的直流侧上下电容电压uc1、uc2相加得到总电压udc，并将udc与直流侧电压参考值udcref的差值通过滑模控制器得到电流参考值idref，带入iqref＝0，再经过2s/2r变换得到iα和iβ，将交流侧电流经过3s/2r变换得到电流实际值iα和iβ，然后将iαref和iα、iβref和iβ作差再通过比例谐振控制得到usα和usβ，通过电压ua,ub,uc得到锁相环角度θ。

步骤3：将usα、usβ以及直流侧电压udc，交流侧电流ia,ib,ic以及中点电压信号一起导入到控制器中，最终得到vienna整流器的开关通断信号。

理想的比例谐振函数在基波处增益为无穷大在非谐振频率处增益很小，其理想传递函数为：

其中：s为复频域算子，kp为比例系数，kr为谐振系数，ω0为基波频率。

由于受外界影响，理想的pr控制器难以实现，因此一般使用稳定性较高的非理想pr控制器，其传递函数为：

其中ωc＝ω0，增加ωc可以降低频率波动对控制器的影响，ωc为角频率。

本专利选取vdc和iq为输出变量，滑模面的选取如公式所示，

对滑模面s2求导(udc为变量，udcref为给定常量，其导数为0，可得

由于：

由公式(4)、(5)可得

令

其中ε0表示趋近切换面的速度，取值大于0，k0表示趋近律指数系数，取值也大于0，sd和sq分别为开关函数sa,sb,sc在dq坐标系下的变量，idc为中点电位电流。

稳态时，

将比例谐振控制器、滑模控制器和比例积分控制器三者输出经过计算输入到整流器开关管中来控制开通关断的控制信号。

图2是基于滑模比例谐振控制策略原理结构图。图中，udc为直流侧电压，直流侧电容起稳压作用。交流电经整流器转化成直流电。控制回路采用滑模比例谐振控制策略。svpwm为空间矢量调制来控制开关管开通与关断。

图3是基于滑模比例谐振控制策略负载突降时交流侧电流和电压跟随波形图和直流侧电压波形图，电阻为50ω，在0.1s时候并联一个200ω电阻，此时直流侧电阻为40ω，由图可知，在0.1s时示波器上三个值都会突变然后再逐渐趋于稳定。

图4是三相vienna整流器谐波傅里叶分析图，图中可知采用复合控制策略的电流谐波分量为1.90％，低于3％，符合技术指标要求，且高次谐波含量大幅减少。

图5是基于滑模比例谐振控制策略负载突升时交流侧电流和电压跟随波形图和直流侧电压波形图，电阻原来为200ω与50ω并联的40ω，在0.1s时断开并联的200ω电阻，只留下50ω电阻单独工作。

图6是电感为3mh时交流侧电流和电压跟随波形图和直流侧电压波形图。

图7是电感为4mh时交流侧电流和电压跟随波形图和直流侧电压波形图，

图8是电压参考值在0.1s由700v突变成660v，交流侧电流和电压跟随波形图和直流侧电压波形图。

对比图7和图8可知，4mh时直流侧电压超调量更小，直流电压稳定效果更好。