多路输出功率变换器及其控制方法与流程

本发明涉及一种电力电子技术，更具体地说，涉及一种应用于电源中的多路输出功率变换器及其控制方法。

背景技术：

在pmic(powermanagementic，集成电源管理电路)产品中，通常需要多个输出，在开关电源中增加电荷泵以增加一路输出是比较简单的实现策略。

其中，一种实现电荷泵的较为方便且低成本的方式是使用来自其他开关模式dc-dc变换器的开关输出端驱动电荷泵，例如boost升压电路或buck降压电路。但是，由于开关模式dc-dc变换器的设计是用于驱动电感器的，因此当其开关输出端连接到电荷泵中的电容器时，电荷泵中可能发生大的浪涌电流。如果没有适当的方式去控制浪涌电流，大电流尖峰通常会导致设备故障。

如图1所示，为现有技术的一种多路输出功率变换器的电路结构图，其中，驱动电荷泵电容时为了减少来自开关输出端的浪涌电流，使用电阻r3来限制浪涌电流。但是，此方法的缺点是从开关输出端sw到电荷泵的最大电流受到电阻的限制，在电荷泵正常工作时，降低了电荷泵的负载能力。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提供了一种多路输出功率变换器，以解决现有技术中电荷泵启动时浪涌电流大的问题。

第一方面，提供一种多路输出功率变换器，包括：

dc-dc变换器，用以生成一路输出电压，并驱动一电荷泵；

所述电荷泵，与所述dc-dc变换器中的功率晶体管相连；

控制电路，用以在所述电荷泵启动前，通过所述dc-dc变换器对所述电荷泵中的泵升电容进行预充电，使得所述泵升电容至少被部分充电。

优选地，当所述泵升电容两端的电压上升至一预设值时，或者，已经完成预设的工作周期的预充电时，停止对所述电荷泵中的泵升电容进行预充电。

优选地，所述电荷泵，连接至所述dc-dc变换器中的功率晶体管以及电感的公共节点。

优选地，在所述预充电时段内，所述控制电路产生具有第一占空比和第一周期的脉冲信号用以控制所述dc-dc变换器对所述电荷泵中的泵升电容进行预充电，其中，所述第一占空比小于所述dc-dc变换器正常工作时的控制信号的占空比，且第一周期大于所述dc-dc变换器正常工作时的控制信号的周期。

优选地，所述控制电路包括：

预充电电路，用以生成所述脉冲信号；

以及，控制信号生成电路，用以生成所述控制信号。

优选地，在所述预充电时段内，所述脉冲信号控制所述dc-dc变换器中流过较小的充电电流，缓慢地向所述电荷泵中的泵升电容进行预充电，且所述dc-dc变换器并未正常启动。

优选地，在所述预充电时段内，根据所述脉冲信号所生成的驱动信号的驱动电压低于所述dc-dc变换器正常工作时的驱动信号的驱动电压。

优选地，所述电荷泵包括：

泵升电容，其一端与所述dc-dc变换器中的功率晶体管以及电感的公共节点相连，另一端与第一二极管的阳极相连；

第一二极管，用以抑制电荷泵输出端的电流流向所述泵升电容；

滤波电容，其一端与所述第一二极管的阴极相连，另一端连接至地，用以对输出端的电压进行滤波，以生成另一路输出电压。

优选地，当所述预充电结束后，所述dc-dc变换器以及所述电荷泵进行正常启动，从而进入正常工作状态。

第二方面，提供一种多路输出功率变换器的控制方法，包括：

利用dc-dc变换器生成一路输出电压，并用以驱动一电荷泵；

所述电荷泵，与所述dc-dc变换器中的功率晶体管相连；

利用一控制电路，在所述电荷泵启动前，通过所述dc-dc变换器对所述电荷泵中的泵升电容进行预充电，使得所述泵升电容至少被部分充电。

优选地，当所述泵升电容两端的电压上升至一预设值时，或者，已经完成预设的工作周期的预充电时，停止对所述电荷泵中的泵升电容进行预充电。

优选地，在所述预充电时段内，所述控制电路产生具有第一占空比和第一周期的脉冲信号用以控制所述dc-dc变换器对所述电荷泵中的泵升电容进行预充电，其中，所述第一占空比小于所述dc-dc变换器正常工作时的控制信号的占空比，且第一周期大于所述dc-dc变换器正常工作时的控制信号的周期。

本发明技术通过在电荷泵启动前，产生一系列短脉冲以在dc-dc变换器和电荷泵开始工作之前，通过dc-dc变换器对电荷泵中的泵升电容进行预充电，在此阶段，dc-dc变换器和电荷泵的输出电压仍然接近地，并未启动正常工作模式。当dc-dc变换器和电荷泵正常启动时，由于泵升电容已被完全或部分充电，因此浪涌电流被大大降低，系统在正常启动期间的浪涌电流会降低到安全水平。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为现有技术的多路输出功率变换器的电路结构图；

图2为本发明的多路输出功率变换器的电路结构图；

图3为现有技术的多路输出功率变换器的工作波形；

图4为本发明的多路输出功率变换器的工作波形。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图2为本发明的多路输出功率变换器的电路结构图。如图所示，多路输出功率变换器包括dc-dc变换器21、电荷泵22以及控制电路23。

dc-dc变换器21，用以生成第一路输出电压vo1，并驱动电荷泵22。在本发明实施例中，dc-dc变换器21为buck变换器，应理解，其它已知拓扑形式的功率级电路，例如boost变换器或cuk变换器，也可以得益于本发明实施例的教导。具体地，dc-dc变换器21包括第一晶体管s1、第二晶体管s2、电感l、输入电容cin以及输出电容co。其中，第一晶体管s1的一端连接至电源电压vin，另一端与第二晶体管s2连接，第二晶体管s2的另一端连接至接地端，电感l的一端连接至第一晶体管s1以及第二晶体管s2的公共节点，也即dc-dc变换器21的开关输出端sw，其另一端连接至输出电容co。输出电容co连接在输出端和接地端之间，其用于对第一路输出电压vo1进行滤波；输入电容cin，其用于对电源电压vin进行滤波，电容cin的一端连接到电源输入端，另一端连接到接地端。dc-dc变换器21的开关输出端sw为一电压跳变点，当第一晶体管s1导通时，开关输出端sw的电压为电源电压vin；当第一晶体管s1关断时，开关输出端sw的电压为零电压，故开关输出端sw的电压在dc-dc变换器21正常工作时，会在电源电压vin和零电压之间跳变，故可以将电荷泵中的泵升电容的一端连接至此端点，以此来驱动电荷泵工作。

电荷泵22，与所述dc-dc变换器中的功率晶体管相连，具体地，电荷泵22中的泵升电容c1的一端连接至dc-dc变换器21中的功率晶体管(这里指第一晶体管s1以及第二晶体管s2)以及电感l的公共节点，也即上述开关输出端sw。电荷泵22包括泵升电容c1、滤波电容c2、第一二极管d1、第二二极管d2以及电压源v1。具体地，泵升电容c1，其一端与开关输出端sw相连，另一端与第一二极管d1的阳极相连，第一二极管d1的阴极连接至滤波电容c2的一端，滤波电容c2的另一端连接至接地端，其用以对输出端的电压进行滤波，以生成第二路输出电压vo2。这里，第一二极管d1，用以抑制输出端的电流流向泵升电容c1，由于电荷泵输出端的第二路输出电压vo2较高，当第二晶体管s2导通时，泵升电容c1两端电压将会小于所述第二路输出电压vo2，若没有第一二极管d1的抑制作用，将会造成输出端的电流倒灌。第二二极管d2的阴极连接至第一二极管d1的阳极以及泵升电容c1的公共节点，其阳极连接至电压源v1，电压源v1的另一端连接至接地端。

电荷泵22的工作原理为：当第一晶体管s1关断时，第二晶体管s2导通，此时dc-dc变换器21的开关输出端sw的电压为零电压，电压源v1通过第二二极管d2对泵升电容c1进行充电，这个阶段内，第一二极管d1以及第二二极管d2的公共节点a的电压为v1-vdiode，其中vdiode为二极管的压降；当第一晶体管s1导通时，第二晶体管s2关断，此时此时dc-dc变换器21的开关输出端sw的电压为电源电压vin，第一二极管d1以及第二二极管d2的公共节点a的电压被泵升为vin+v1-vdiode，如此，再经过滤波电容c2的滤波，即得到较为平稳的第二路输出电压vo2。

由此可见，在开关模式dc-dc变换器的基础上，在开关输出端连接一电荷泵，即可增加一路输出电压，并不必增加额外的电荷泵驱动电模块，如此便可比较简单得实现功率变换器的多路输出。

控制电路23，用以在电荷泵22启动前，通过dc-dc变换器21对电荷泵22中的泵升电容c1进行预充电，使得泵升电容c1至少被部分充电以减小浪涌电流iinrush，并且，在dc-dc变换器正常工作时，生成功率晶体管的控制信号，以控制第一晶体管s1以及第二晶体管s2的通断，从而使得两路输出电压满足要求。

优选地，当泵升电容c1两端的电压上升至一预设值vth时，或者，已经完成预设的工作周期的预充电时，停止对电荷泵22中的泵升电容c1进行预充电。

图3为现有技术的多路输出功率变换器的工作波形，图4为本发明的多路输出功率变换器的工作波形。优选地，在所述预充电时段内，如图4所示，控制电路23产生一系列导通时间很短并且周期很长的脉冲信号vp，具有第一占空比和第一周期的脉冲信号vp用以控制dc-dc变换器21对所述电荷泵22中的泵升电容c1进行预充电，脉冲信号vp与开关输出端sw的电压vsw的电压波形一致。其中，第一占空比小于dc-dc变换器21正常工作时的控制信号的占空比，且第一周期大于dc-dc变换器21正常工作时的控制信号的周期。由图可见，在所述预充电时段内，脉冲信号vp控制dc-dc变换器21中的晶体管流过较小的充电电流，缓慢地向电荷泵22中的泵升电容c1进行预充电，且此阶段内，dc-dc变换器21并未正常启动。由此可见，与现有技术相比，本发明的多路输出功率变换器中的电荷泵22在启动时，浪涌电流iinrush较小，不会触发过流保护，或者产生大电流尖峰而导致设备故障。

可以理解的是，在所述预充电时段内，可以通过将根据脉冲信号vp所生成的驱动信号的驱动电压设置成低于dc-dc变换器21正常工作时的驱动信号的驱动电压，以达到将充电电流维持在较小幅值内的目的。从而，通过此幅值较小且有效时间较短的充电电流给电荷泵22中的泵升电容c1预充电，会大大减小电荷泵22启动时浪涌电流iinrush的幅值。

在一个优选实施例中，控制电路23可以包括预充电电路231以及控制信号生成电路232。其中，预充电电路231，用以生成所述预充电时段内的脉冲信号，以控制控制dc-dc变换器21产生较小的充电电流对所述电荷泵22中的泵升电容c1进行预充电；控制信号生成电路232，用以在所述预充电结束后，生成dc-dc变换器21正常工作时的晶体管控制信号，以控制第一晶体管s1以及第二晶体管s2的通断，从而使得两路输出电压满足正常工作时的工作要求。

本发明的驱动电荷泵电容器时减少来自开关输出端的浪涌电流的方法，可以应用于从dc-dc变换器的开关输出端实现电荷泵的任何应用。在本发明中，通过产生一系列短脉冲以在dc-dc变换器和电荷泵开始工作之前驱动开关输出端输出电压vsw，使得电荷泵中的泵升电容由短脉冲充电，而dc-dc变换器和电荷泵的输出电压仍然接近地，并未启动正常工作模式。当dc-dc变换器和电荷泵正常启动时，由于泵升电容已被完全或部分充电，因此浪涌电流被大大降低，系统在正常启动期间的浪涌电流会降低到安全水平。

另外，本发明还提供一种多路输出功率变换器的控制方法，包括：

利用dc-dc变换器生成一路输出电压，并用以驱动一电荷泵；

所述电荷泵，与所述dc-dc变换器中的功率晶体管相连；

利用一控制电路，在所述电荷泵启动前，通过所述dc-dc变换器对所述电荷泵中的泵升电容进行预充电，使得所述泵升电容至少被部分充电。

优选地，当所述泵升电容两端的电压上升至一预设值时，或者，已经完成预设的工作周期的预充电时，停止对所述电荷泵中的泵升电容进行预充电。

优选地，在所述预充电时段内，所述控制电路产生具有第一占空比和第一周期的脉冲信号用以控制所述dc-dc变换器对所述电荷泵中的泵升电容进行预充电，其中，所述第一占空比小于所述dc-dc变换器正常工作时的控制信号的占空比，且第一周期大于所述dc-dc变换器正常工作时的控制信号的周期。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。