一种适用于轨道交通牵引电机参数在线辨识的策略的制作方法

本发明属于电力电子与电力传动及新能源技术领域，涉及一种适用于轨道交通牵引电机参数在线辨识的策略。

背景技术：

在现代电机变频调速技术中，矢量控制和直接转矩控制是两种主要的电机控制方法；不论是矢量控制中励磁电流与转矩电流的解耦；还是直接转矩控制中磁链的观测，都依赖于准确的电机参数。在电机实际运行的过程中，电阻温度变化导致电机电阻发生变化，集肤效应导致转子侧参数变化，磁饱和导致励磁电感变化。由于以上问题的存在，很难保证在动态过程中对电流解耦和观测磁链，从而影响电机系统的控制效果和运行性能。传统的辨识方法有空载试验和堵转试验，但是以上方法属于离线辨识方法，无法解决在线参数辨识的问题。针对参数辨识的问题，主要有两种电机参数辨识的方法：参数离线辨识和参数在线辨识。

1.参数离线辨识。在电动机运行之前，变频器执行一套用于检测电动机参数的自动程序，对电动机施加特定波形的激励，一般保持电动机处于静止状态，检测电动机的响应以辨识电动机的参数，并将变频器中的电机参数设置好，称为参数离线辨识。

2.参数在线辨识。由工况变化引起的电动机参数改变是缓慢的，因而对电动机的参数进行实时在线辨识，然后及时校准控制器中的电动机参数。

技术实现要素：

本发明公开一种适用于轨道交通牵引电机参数在线辨识的策略，对定、转子电阻、转子漏感、励磁电感进行辨识。基于温度与电阻之间的线性关系，利用电机温度在线补偿定、转子电阻；基于集肤效应，利用转差频率和温度进一步补偿转子电阻和转子漏感；基于磁饱和效应，利用励磁电流在线补偿励磁电感，从而获得电机参数，为矢量控制和直接转矩控制提供基础，解决了由于电机参数变化导致输出转矩不准确的问题，保证了电机系统稳定准确的动态响应。具体技术方案如下：

一种适用于轨道交通牵引电机参数在线辨识的策略，包括以下步骤：

a、利用离线的单相交流试验获得不同转差频率fslip、不同的电机转子温度情况下的离线交流转子电阻和离线交流转子漏感(注：此处“交流”表示考虑了集肤效应的转子侧阻抗；反之，“直流”表示未考虑集肤效应的转子侧阻抗)；

b、利用离线的空载实验获得不同励磁电流im下的离线励磁电感lm，即磁饱和曲线；

c、基于定、转子电阻参数与电机温度之间的线性关系，利用电机温度对t0温度下的定子电阻rs0和初始直流转子电阻在线补偿，得到在线补偿后的定子电阻和补偿后的直流转子电阻

d、基于集肤效应导致交流转子电阻和转子漏感变化的特点，一方面利用不同转差频率fslip和电机转子温度下的交流转子漏感变化系数klr在线补偿直流转子漏感得到补偿后的交流转子漏感另一方面在上述补偿后的直流转子电阻的基础上，进一步根据不同转差频率fslip和电机转子温度下的交流转子电阻变化系数krr得到补偿后的交流转子电阻

e、基于磁饱和原理，利用励磁电流im在线补偿离线励磁电感lm，得到补偿后的励磁电感

在上述技术方案的基础上，步骤a的具体步骤如下：

a1、通过控制a相与b相大小相等，相位差为180°，c相与b相输出电压相等，通入足够高的电机定子频率fe，进行离线的单相交流试验，构建单相交流试验等效电路；

a2、通过电桥测得电机离线定子电阻rs，通过电流传感器测得电机电流ia，通过电压重构，并补偿死区时间得到电机电压va，以及通过相关函数法计算得到电机电压va和电机电流ia之间相位差θ；

a3、由式(1)和式(2)计算得到电机离线交流转子电阻定子漏感lls以及离线交流转子漏感

其中，req和xeq分别为单相交流试验等效电路中的等效电阻和等效电抗；ωe为电机定子角频率；

a4、对构建的单相交流试验等效电路，采取不同的转差频率fslip、不同的电机转子温度通过步骤a2和a3的方法，测算出对应情况下的离线交流转子电阻和离线交流转子漏感

并且当注入电机的定子频率fe很低时，认为没有发生集肤效应，认为此时计算得到的离线交流转子电阻的数值为直流转子电阻认为此时计算得到的离线交流转子漏感的数值为直流转子漏感

其中转差频率fslip由式(3)计算，

fslip＝fe-fr(3)

其中，fr为转子转速，fe为电机定子频率。

在上述技术方案的基础上，步骤b的具体步骤如下：

b1、在电机空载条件下，进行离线的空载实验，构建空载实验等效电路；

b2、通过电桥测得电机离线定子电阻rs，通过离线的单相交流试验获得定子漏感lls，通过电流传感器测得电机电流ia，通过电压重构，并补偿死区时间得到电机电压va；

b3、由式(4)和式(5)计算得到电机离线励磁电感lm：

其中，e为电机离线励磁电感lm上产生的电势；

b4、对构建的空载实验等效电路，采取不同的励磁电流im，通过步骤b2和b3的方法，测算出对应励磁电流im下的离线励磁电感lm，所述励磁电流im为电机电流ia。

在上述技术方案的基础上，步骤c中所述在线补偿后的定子电阻和补偿后的直流转子电阻分别利用式(13)和(14)计算得到，

其中，rs0为t0温度下的初始定子电阻，为t0温度下、不考虑集肤效应的初始直流转子电阻，

所述初始直流转子电阻采用以下方法计算：

当单相交流试验的转差频率fslip很低时，测算得到的离线交流转子电阻数值与初始直流转子电阻的数值相等；ts为当前电机定子绕组温度，为当前电机转子温度，k为与导体材料有关的温度补偿系数，k的具体数值分别根据定子和转子的材料确定。

在上述技术方案的基础上，步骤d的具体步骤为：

d1、根据步骤a4获得的离线交流转子电阻和离线交流转子漏感步骤c获得的补偿后的直流转子电阻和直流转子漏感

由式(15)计算得到不同的转差频率fslip、不同的电机转子温度情况下的交流转子电阻变化系数krr和交流转子漏感变化系数klr，

对上述单相交流试验采取很低的转差频率fslip，将测算得到的离线交流转子漏感的数值作为直流转子漏感的数值；

d2、根据在线补偿后的直流转子电阻直流转子漏感步骤d1获得的交流转子电阻变化系数krr和交流转子漏感变化系数klr，通过式(16)，得到补偿后的交流转子电阻和交流转子漏感

在上述技术方案的基础上，步骤e的具体步骤为：

e1、通过步骤b4获得不同励磁电流im下的离线励磁电感lm的数据，根据式(17)获得励磁电流im和励磁磁通之间的数据关系，

e2、对步骤e1获得的励磁电流im和励磁磁通之间的数据关系，利用二次多项式曲线拟合，所述二次多项式曲线的形式如式(18)所示，

其中多项式系数a0、a1和a2通过获得的励磁电流im和励磁磁通之间的数据关系，由matlab软件拟合得到；

e3、通过电压模型磁链在线观测得到在线励磁磁通然后根据式(19)反推得到在线励磁电流

最后根据式(20)在线计算，得到补偿后的励磁电感

在上述技术方案的基础上，所述电压模型磁链观测为：根据式(21)-(23)计算得到电机的在线励磁磁通

其中，isα、isβ分别为α轴、β轴定子电流，usα、usβ分别为α轴、β轴定子电压，分别为α轴、β轴定子磁链，分别为α轴、β轴励磁磁链。

本发明的有益技术效果如下：

本发明基于温度与电阻之间的线性关系，利用电机温度在线补偿定、转子电阻；基于集肤效应，利用转差频率和温度进一步补偿转子电阻和转子漏感；基于磁饱和效应，利用励磁电流在线补偿励磁电感，从而获得电机参数，为矢量控制和直接转矩控制提供基础，解决了由于电机参数变化导致输出转矩不准确的问题，保证了电机系统稳定准确的动态响应。

附图说明

本发明有如下附图：

图1为单相交流试验等效电路图示意。

图2为空载实验等效电路图示意。

图3为间接转子磁场定向矢量控制示意框图。

图4为磁饱和曲线示意图。

图5为参数在线辨识策略示意框图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明做进一步的说明。

本发明为一种适用于轨道交通牵引电机参数在线辨识的策略。

参考图1，为单相交流试验等效电路图示意，通过控制a相与b相大小相等，相位差为180°，c相与b相输出电压相等(具体为：b相与c相并联后，再与a相串联)，得到等效的单相交流输出电压vab(为a、b相之间的线电压,vab＝1.5va，其中va为电机电压)，施加给牵引电机(在本专利中简称电机)。由于给电机通入单相交流电，此时电机静止，转差率等于1。当通入的电机定子频率fe足够高(当通入的电机定子频率fe使得励磁电感阻抗是转子支路阻抗的10倍时，电机定子频率fe达到足够高)，认为励磁电感阻抗远远大于转子支路阻抗，励磁支路开路，得到图1的单相交流试验等效电路。其中rs为离线定子电阻、为离线交流转子电阻、lls为定子漏感、为离线交流转子漏感，一般认为

当通过电桥测得电机离线定子电阻rs，通过电流传感器测得电机电流ia，通过电压重构，并补偿死区时间得到电机电压va，以及通过相关函数法计算得到电机电压va和电机电流ia之间相位差θ后，由式(1)和式(2)计算得到电机离线交流转子电阻定子漏感lls以及离线交流转子漏感

其中，req和xeq分别为图1等效电路中的等效电阻和等效电抗；ωe为电机定子角频率。

通过上述单相交流试验的方法，采取不同的转差频率fslip、不同的电机转子温度测算出对应情况下的离线交流转子电阻和离线交流转子漏感其中转差频率fslip由式(3)计算，

fslip＝fe-fr(3)

其中，fr为转子转速。

参考图2，在空载试验中，采用vf(标量的变压变频)控制的方法，先使得电机工作在电机定子额定频率点fe0(ωe0＝2πfe0)，其中，ωe0为电机定子额定角频率；然后调节给定电压us的大小，得到不同的输出励磁电流is。电机空载条件下，当电机稳定后，转子转速fr等于电机定子频率fe，此时转差频率fslip等于0，转子侧认为开路，得到空载实验等效电路，如图2所示。图中lm为电机离线励磁电感。

当通过电桥测得电机离线定子电阻rs，通过单相交流试验获得定子漏感lls，通过电流传感器测得电机电流ia(即图2中的is)，通过电压重构，并补偿死区时间得到电机电压va(即图2中的us)后，由式(4)和式(5)计算得到电机离线励磁电感lm：

其中，e为电机离线励磁电感lm上产生的电势。

通过上述空载试验的方法，采取不同的励磁电流im(即上述励磁电流is)，测算出对应的离线励磁电感lm。

图3为间接转子磁场定向矢量控制示意框图，简述如下：

对a、b和c三相电流采样，分别得到采样电流isa、isb和isc。将采样电流isa、isb和isc先经过三相静止坐标系到两相垂直静止坐标系αβ轴的变换，再通过park变换完成两相垂直静止坐标系αβ轴到两相旋转坐标系dq轴的变换(即经过图3中所示abc/dq模块的坐标变换)，得到d轴反馈电流isd和q轴反馈电流isq，并使得d轴定向为转子磁场方向，即沿着转子磁场的方向旋转。在图3中，d轴给定电流分量称为励磁电流分量。与此同时d轴同q轴保持正交关系，q轴定义为转矩控制方向，q轴给定电流分量称为转矩电流分量。将和isq差值的结果输入第一个pi控制器，输出q轴电压将和isd差值的结果输入第二个pi控制器，输出d轴电压参考直流电动机的控制方法对电机进行控制，先对控制量(即上述得到的和)进行坐标反变换，即dq/abc变换，得到三相电压和再将三相电压和输入svpwm模块，svpwm模块的输出便能控制异步电动机(指牵引电机)。因而控制励磁电流分量和转矩电流分量便等效于控制直流电动机的励磁电流和转矩电流。

转矩电流分量由式(24)得到，

其中，为给定转矩，lr为转子电感，由式(25)得到，np为电机极对数，为给定转子磁通，为补偿后的励磁电感。

其中，为补偿后的交流转子漏感。

励磁电流分量由式(26)得到，

所述给定转子磁通由转子角频率ωr经过弱磁控制获得，其中转子角频率ωr由式(9)计算，

ωr＝2πfr(27)

由转矩电流分量和励磁电流分量根据式(28)或式(29)计算出转差角频率

其中，tr为转子时间常数，由式(30)计算，

其中，为补偿后的交流转子电阻。

转差角频率ωsl^*和转子角频率ωr经过求和运算，输出给定的定子角频率给定的定子角频率输入积分模块后，输出定子积分角θe。

从图3、式(24)和式(25)中可以看出，和被用来计算因此当和参数不准确时，直接影响电流给定，从而影响输出转矩大小。

由式(30)看出，转子时间常数tr与和参数有关。

同时，补偿后的定子电阻用来计算给定转子磁通而和被用来计算补偿后的定子电阻和也影响矢量控制计算。

总之，电机参数对电机控制至关重要，所以对电机参数在线辨识具有重要意义。下面分别给出参数在线辨识的策略。

首先利用电机温度与定、转子电阻参数之间的线性关系，利用电机温度在线补偿电机定、转子电阻，温度补偿后的电机定子电阻和直流转子电阻分别如式(13)和(14)所示：

其中，rs0为t0温度下的初始定子电阻，为t0温度下、不考虑集肤效应的初始直流转子电阻，

所述初始直流转子电阻采用以下方法计算：

当单相交流试验的转差频率fslip很低时(转差频率fslip达到0.1hz时，转差频率fslip很低)，认为没有发生集肤效应，则测算得到的离线交流转子电阻的数值与初始直流转子电阻的数值相等。

ts为当前电机定子绕组温度，为当前电机转子温度，k为与导体材料有关的温度补偿系数，对于100％铜导体材料k为234.5，62％铝导体材料k为225，在式(13)和式(14)中，k的具体数值分别根据定子和转子的材料确定。

然后对考虑集肤效应的情况进行分析，矩形转子导条阻抗为：

其中，fslip为转差频率，μ0为气隙磁导率，ρ为导条电阻率，d为导条深度，和分别为转子侧直流电阻和转子侧直流漏感。由分析可知，在式(15)中，仅fslip和ρ为变量，因此交流转子电阻和交流转子漏感为与转差频率fslip和电机转子温度(影响导条电阻率ρ)有关的变量。所述交流转子漏感与式(31)中的关系如式(32)所示。

在基于式(14)当前电机转子温度与补偿后的直流转子电阻线性关系补偿的基础上，进一步对补偿后的直流转子电阻和直流转子漏感(同理，此处表示未考虑集肤效应的直流转子漏感)进行补偿。

所述直流转子漏感采用以下方法计算：

当单相交流试验的转差频率fslip很低时(转差频率fslip达到0.1hz时，转差频率fslip很低)，认为没有发生集肤效应，则测算得到的离线交流转子漏感的数值与直流转子漏感的数值相等。

通过前面的单相交流试验获得不同的电机转子温度不同的转差频率fslip下的离线电机交流转子电阻和离线交流转子漏感数据；

采取不同的转差频率fslip、不同的电机转子温度测算出对应情况下的补偿后的直流转子电阻

由式(15)计算得到交流转子电阻变化系数krr和交流转子漏感变化系数klr，

其中，krr表示由于集肤效应导致的交流转子电阻变化系数，且krr是转差频率fslip和电机转子温度的函数；klr表示由于集肤效应导致的交流转子漏感变化系数，且klr是转差频率fslip和电机转子温度的函数。

在上述工作的基础上，进行在线补偿，具体是根据补偿后的直流转子电阻和直流转子漏感通过式(16)，即可得到考虑集肤效应后的交流转子电阻和交流转子漏感

对图4的磁饱和曲线进行分析，随着励磁电流im的增加，励磁磁通逐渐趋于平缓，并且根据式(17)，可知励磁电感lm随着励磁电流im的增加而减小。

首先，在通过空载试验获得电机不同励磁电流im下的离线励磁电感lm的基础上，根据式(17)获得励磁电流im和励磁磁通之间的数据关系，利用二次多项式曲线拟合，所述二次多项式曲线的形式如式(18)所示，

其中多项式系数a0、a1和a2通过获得的励磁电流im和励磁磁通之间的数据关系，由matlab软件拟合得到。

再通过电压模型磁链在线观测得到在线励磁磁通然后根据式(19)反推得到在线励磁电流i'm，

最后根据式(20)在线计算，得到补偿后的励磁电感完成对离线励磁电感lm的补偿。

所述电压模型磁链观测为磁链观测的一种方法，根据式(21)-(23)计算得到电机的在线励磁磁通

其中，isα、isβ分别为α轴、β轴定子电流，usα、usβ分别为α轴、β轴定子电压，分别为α轴、β轴定子磁链，分别为α轴、β轴励磁磁链。

总之，本文提出的参数在线补偿策略如图5所示。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明技术方案的范围。

本说明书中未做详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。