一种功率因数校正电路和应用其的电动汽车用交流充电器的制作方法

本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种电动汽车交流充电器和其中的功率因数校正电路。

背景技术：

随着能源短缺成为全球性的危机之一，现今主要的使用化石燃料的车辆正逐渐被电动汽车所替代。但是，由于电池能量密度的限制，电动汽车的续航里程一直饱受诟病。为了解决这个问题，一种行之有效的方法是建立起分布广泛、使用方便的充电设施。

迄今为止，电动汽车的充电设施主要分为交流充电器和直流充电桩。其中，交流充电器通常是低于15kw的车载ac/dc变换器，适合商用、户用等慢速充电场景；而通常低于250kw的独立式直流充电桩则更适合高速道路等需要快速充电的场景。

对于电动汽车的交流充电器而言，一般的架构是具有功率因数校正功能的ac/dc加上具有电气隔离和降压功能的dc/dc。而作为电动汽车的动力来源，锂电池的充电特性通常包含预充电、恒流和恒压三个阶段。为了实现每个阶段的高能效转换，交流充电器中的功率因数校正级在全负载范围内都应保持较高效率。目前常用的功率因数校正拓扑有：交错并联式boost变换器，该拓扑具有输入、输出电流纹波小，emi滤波器简单，效率高的特点；无桥boost变换器，其将整流桥中的两颗二极管用mosfet来替代，提升了效率，简化了电路结构；半无桥boost变换器，其较好地改善了无桥boost变换器中存在的emi干扰问题。

以上提及的研究工作几乎都致力于通过硬件结构的改善来提升转换效率，仅在某个负载点或某段负载区间效果显著，但无法兼顾全负载范围。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种能够在全负载范围内都保持高效率的功率因数校正电路和应用其的电动汽车用交流充电器。

为达到上述目的，本发明采用的技术方案是：

一种功率因数校正电路，应用于电动汽车用交流充电器的ac/dc变换器中，所述ac/dc变换器包括ac/dc变换电路，所述功率因数校正电路的输入端与所述ac/dc变换电路相连接，所述功率因数校正电路的输出端形成所述ac/dc变换器的输出端并连接负载，其特征在于：所述功率因数校正电路包括：

两组boost电路，两组所述boost电路并联，所述boost电路的输入端与所述ac/dc变换电路相连接，所述boost电路的输出端连接所述负载，所述boost电路包括电感、主控管和蓄流管，两组所述boost电路中的主控管基于各自对应的控制信号而接通或关断，实现两组所述boost电路交替工作；

控制电路，所述控制电路根据所述ac/dc变换器的负载功率p的大小而输出对应不同工作模式的所述控制信号分别给两组所述boost电路的主控管；

所述工作模式包括定频模式、变频模式和跳频模式；

当所述ac/dc变换器的负载功率p≥第一负载边界值时，采用所述定频模式，两组所述boost电路接收的所述控制信号为所述控制电路输出的采用设定的最大频率的定频pwm信号；当第一负载边界值＞所述ac/dc变换器的负载功率p≥第二负载边界值时，采用所述变频模式，两组所述boost电路接收的所述控制信号为所述控制电路依据对应的电感电流是否达到参考幅值而输出的变频pwm信号；当所述ac/dc变换器的负载功率p＜第二负载边界值时，采用所述跳频模式，两组所述boost电路接收的所述控制信号为所述控制电路仅在所述ac/dc变换器的输出电压下降到设定的电压阈值时输出的一系列脉冲信号；所述ac/dc变换器的满载功率＞第一负载边界值＞第二负载边界值。

优选的，所述控制电路包括：

用于采集所述ac/dc变换器的输出电压并输出电压信号的输出电压采样模块；

用于根据所述ac/dc变换器的负载功率p与其中设定阈值的比较结果输出对应模式选择信号的多阈值比较单元；

用于根据当前所述模式选择信号或者根据当前所述模式选择信号和采集所述电感电流获得的电流信号/所述电压信号输出对应所述控制信号的信号输出模块；

所述输出电压采样模块的输入端与所述boost电路的输出端相连接，所述多阈值比较单元的输入端与所述采样模块的输出端相连接，所述信号输出模块的输入端分别与所述多阈值比较单元、所述boost电路、所述输出电压采样模块相连接，所述信号输出模块的输出端分别与两组所述boost电路的主控管相连接。

优选的，所述信号输出模块包括用于产生一组所述boost电路中的主控管对应的所述定频pwm信号或所述变频pwm信号的pwm比较器、延迟电路、用于产生一组所述boost电路中的主控管对应的所述一系列脉冲信号的ton发生器，所述pwm比较器的输入端分与所述boost电路、所述电压采样模块相连接而输入所述boost电路的输入电压和输出电压的乘积信号、所述电流信号、依据所述电流信号得到的主控管开通信号，所述输出电压信号经由所述模式选择信号控制的第一开关而接入所述pwm比较器，所述主控管开通信号经由所述模式选择信号控制的第二开关而接入所述pwm比较器，所述pwm比较器的输出端分为两路，一路接入一组所述boost电路，另一路经延迟电路后接入另一组所述boost电路；所述ton发生器的输入端与所述多阈值比较单元相连接，输出端连接至所述pwm比较器的输出端。

优选的，所述信号输出模块还包括用于采集所述电感电流并输出所述电流信号的电流采样电路、用于判断所述boost电路中主控管开通状态并输出所述主控管开通信号的过零检测电路、用于实现所述boost电路的输入电压和输出电压相乘计算并输出所述乘积信号的乘法器，所述电流采样电路的输入端与所述boost电路相连接，所述电流采样电路的一路输出端与所述pwm比较器的一路输入端相连接，所述过零检测电路的输入端与所述电流采样电路的另一路输出端相连接，所述过零检测电路的输出端经所述第二开关而与所述pwm比较器的另一路输入端相连接，所述乘法器的一路输入端与所述boost电路的输入端相连接，所述输出电压采样模块的输出端经所述第一开关与所述乘法器的另一输入端相连接，所述乘法器的输出端与所述pwm比较器的再一输入端相连接。

优选的，所述电流采样电路与一组所述boost电路相连接。

优选的，所述电流采样电路与一组所述boost电路中所述主控管的源极相连接。

优选的，所述主控管为硅基mosfet、碳化硅mosfet、基于硅基底的氮化镓mosfet、氮化镓mosfet或砷化镓mosfet。

优选的，所述蓄流管为快速恢复二极管、超快恢复二极管或碳化硅二极管。

优选的，所述变频模式对应预设有最低频率，所述变频pwm信号的频率大于或等于所述最低频率。

一种电动汽车用交流充电器，包括具有功率因数校正功能的ac/dc变换器，所述ac/dc变换器包括ac/dc变换电路、与所述ac/dc变换器相连接的功率因数校正电路，所述功率因数校正电路采用前述的功率因数校正电路。

由于上述技术方案运用，本发明与现有技术相比具有下列优点：本发明采用多模式控制策略，通过在不同负载区间采取不同控制策略的方式，使得交流充电器的功率因数校正级在全负载范围内都保持高效率。

附图说明

附图1为本发明的电动汽车用交流充电器中具有功率因数校正功能的ac/dc变换器的电路原理图。

具体实施方式

下面结合附图所示的实施例对本发明作进一步描述。

实施例一：电动汽车用交流充电器，包括具有功率因数校正功能的ac/dc变换器和具有电气隔离和降压功能的dc/dc变换器。如附图1所示，ac/dc变换器又包括ac/dc变换电路和功率因数校正电路。

ac/dc变换电路包括四个二极管构成的桥式变换电路，其输入端即为ac/dc变换器的输入端而输入交流信号，而其输出端则与功率因数校正电路的输入端相连接，而功率因数校正电路的输出端则形成ac/dc变换器的输出端并连接负载。

功率因数校正电路包括两组boost电路和用于控制两组boost电路工作的控制电路。两组boost电路并联而共同形成一组输入端和一组输出端，boost电路的输入端与ac/dc变换电路相连接，boost电路的输出端连接负载。每组boost电路包括电感（两组boost电路中的电感分别为l1、l2）、主控管（两组boost电路中的主控管分别为s1、s2）和蓄流管（两组boost电路中的蓄流管分别为d1、d2），电感的一端形成一个输入端并连接至ac/dc变换电路，电感的另一端分为两路，一路与蓄流管的一端相连接，而蓄流管的另一端则形成一个输出端，即输出侧正极性端，另一路与主控管相连接，主控管的另一端则连接接地电路参考地。当主控管处于接通或关断的不同状态时，boost电路完成充电和放电过程。两组boost电路中的主控管基于各自对应的控制信号而开通或关断，实现两组boost电路交替工作（即时序上错相180度工作的方式）。从拓扑结构上看，两组boost电路的输入侧并联，输入电压一致，输入电流叠加；两组boost电路的输出侧并联，输出电压一致，输出电流叠加。

通常主控管为硅基mosfet、碳化硅mosfet、基于硅基底的氮化镓mosfet、氮化镓mosfet或砷化镓mosfet。蓄流管为快速恢复二极管、超快恢复二极管或碳化硅二极管。随着功率开关器件技术的快速发展，新型的半导体材料不断得到应用。为了提升电路的转换效率，增加功率密度，减小电磁发射，本方案中用到的mosfet使用硅基氮化镓材料。硅基氮化镓mosfet在保留传统氮化镓功率器件开关频率高，耐高温、耐辐射等优点的情况下，大幅降低了对驱动电路的要求，易于应用。功率二极管采用碳化硅二极管，几乎不存在反向恢复的优势极大地降低了开关损耗和辐射干扰。

控制电路用于根据ac/dc变换器的负载功率p的大小而输出对应不同工作模式的控制信号分别给两组boost电路的主控管，从而实现对两组boost电路工作的控制。采用当前输出功率占满载输出功率的百分比来确定ac/dc变换器的负载状态，可以据此确定几个负载边界值，如第一负载边界值和第二负载边界值，且ac/dc变换器的满载功率＞第一负载边界值＞第二负载边界值。对于ac/dc变换器的负载功率，通常将其分为满载状态（ac/dc变换器的当前负载功率=ac/dc变换器的满载功率）、重载状态（ac/dc变换器的满载功率＞ac/dc变换器的当前负载功率≥第一负载边界值）、中载状态/中小功率状态（第一负载边界值＞ac/dc变换器的当前负载功率≥第二负载边界值）和轻载状态（ac/dc变换器的当前负载功率＜第二负载边界值），则对应ac/dc变换器当前负载功率的上述不同状态，分别采用三种工作模式。以上两项决定工作模式切换的负载边界值可以根据与实际负载边界对应的电压外环输出值来确定。边界处需要设置微小宽度的滞环以防频繁切换。

工作模式包括定频模式（或称电感电流连续导通模式（continousconductionmode,ccm））、变频模式（或称电感电流临界导通模式（boundaryconductionmode,bcm））和跳频模式（multi-cyclemode,mcm）。当ac/dc变换器的负载功率≥第一负载边界值，即处于重载或满载状态时，采用定频模式，此时两组boost电路接收的控制信号为控制电路输出的采用设定的最大频率的定频pwm信号。当第一负载边界值＞ac/dc变换器的负载功率≥第二负载边界值，即处于中载状态时，采用变频模式，两组boost电路接收的控制信号为控制电路依据对应的电感电流是否达到参考幅值而输出的变频pwm信号。当ac/dc变换器的负载功率＜第二负载边界值，即处于轻载状态时，采用跳频模式，两组boost电路接收的控制信号为控制电路仅在ac/dc变换器的输出电压下降到设定的电压阈值时输出的一系列脉冲信号。

为了实现上述各种控制信号的输出，控制电路的方案为：控制电路包括输出电压采样模块、多阈值比较单元和信号输出模块。

输出电压采样模块用于采集ac/dc变换器的输出电压并输出电压信号，其输入端与boost电路的输出端相连接。输出电压采样模块包括与boost电路的输出端相连接的分压电路以及补偿电路和误差放大器。

多阈值比较单元的输入端与输出电压采样模块的输出端相连接，其用于根据ac/dc变换器的负载功率p与其中设定阈值的比较结果输出对应模式选择信号。即在多阈值比较单元中预设有多个用于比较判断ac/dc变换器的负载功率属于哪一种状态的阈值，则根据ac/dc变换器的输出电压，即可以基于采集到的boost电路的输出电压来确定其当前负载状态，从而输出需要采用的工作模式对应的模式选择信号。

信号输出模块的输入端分别与多阈值比较单元、boost电路、输出电压采样模块相连接，信号输出模块的输出端分别与两组boost电路的主控管相连接。信号输出模块用于输出对应控制信号给两组boost电路，其是根据当前模式选择信号而输出控制信号的，或者是根据当前模式选择信号和采集电感电流获得的电流信号/电压信号而输出对应控制信号的。具体的，信号输出模块主要包括pwm比较器、ton发生器、延迟电路，其中pwm比较器和ton发生器用于分别在不同的工作模式下输出控制信号。pwm比较器的输入端分与boost电路、电压采样模块相连接，从而输入boost电路的输入电压和输出电压的乘积信号、电流信号、依据电流信号得到的主控管开通信号。其中，输出电压信号经由模式选择信号控制的第一开关而接入pwm比较器，主控管开通信号经由模式选择信号控制的第二开关而接入pwm比较器。ton发生器的输入端与多阈值比较单元相连接。ton发生器的输出端连接至pwm比较器的输出端而形成共同的输出端，pwm比较器的输出端分为两路，一路接入一组boost电路，另一路经延迟电路后接入另一组boost电路。pwm比较器用于产生一组boost电路中的主控管对应的定频pwm信号或变频pwm信号，ton发生器则用于产生一组boost电路中的主控管对应的一系列脉冲信号。

为了配合pwm比较器产生定频pwm信号或变频pwm信号的需求，该信号输出模块还包括用于采集电感电流并输出电流信号的电流采样电路、用于判断boost电路中主控管开通状态并输出主控管开通信号的过零检测电路、用于实现boost电路的输入电压和输出电压相乘计算并输出乘积信号的乘法器。电流采样电路的输入端与一组boost电路相连接，可以与这一组boost电路中主控管的源极相连接，电流采样电路的一路输出端与pwm比较器的一路输入端相连接，过零检测电路的输入端与电流采样电路的另一路输出端相连接，过零检测电路的输出端经第二开关而与pwm比较器的另一路输入端相连接，乘法器的一路输入端与boost电路的输入端相连接，输出电压采样模块的输出端经第一开关与乘法器的另一输入端相连接，乘法器的输出端与pwm比较器的再一输入端相连接。

可以使用具有高分辨率、高精度、低延时的adc模块和pwm模块的微控制器，如microchiptechnologyinc公司的16位数字信号控制器芯片dspic33ep系列或者texasinstruments公司的tms320f28系列，进行电路中电压、电流、温度信息的采集以及三种模式的边界判断和切换。同时，使用此类芯片进行电路本身稳定工作及响应暂态过程所需的环路控制和调整。

上述功率因数校正电路的工作原理为：经ac/dc变换电路变换后的直流信号在功率因数校正电路中，通过交替工作的boost电路后传输给负载。根据负载的大小不同，控制电路输出不同工作模式对应的不同的控制信号来使两组boost电路完成其功能，根据电路负载的实际情况，控制模式在定频模式，变频模式，跳频模式间进行无缝切换。当满载或重载时，多阈值比较单元控制第一开关闭合，则pwm比较器基于当前状态而输出定频pwm信号，一路送入一组boost电路中控制其主控管s1，另一路经延迟电路后送入另一组boost电路中控制其主控管s2，使得两组boost电路按照预设的最高频率交替工作，而实现定频模式，以获取较小的电感电流纹波和导通损耗。若配以几乎没有反向恢复的碳化硅二极管来优化开关损耗，可以改善效率。当中载时，多阈值比较单元控制第一开关和第二开关均闭合，用过零检测电路来判断主控管的开通时刻，当电感电流上升到正弦波参考幅值时需关断主控管，基于此，pwm比较器输出变频pwm信号，使两组boost电路基于其电感电流的变化而改变工作状态。这种变频模式可以实现软开关，大大减小开关损耗，同时由于负载并不大，所以导通损耗也相对较小，变换器的整体效率比较优化。在该变频模式下，由于电路工作的开关频率随着负载减小而降低，因此可以针对变频模式对应预设一最低频率，使得变频pwm信号所控制的主控管的开关频率下降到该最低频率后即不再降低，而是保持不变，即整个过程中变频pwm信号的频率始终大于或等于该最低频率。当轻载时，控制电路通过ton发生器（主控管开通时间发生器）在ac/dc变换器的输出电压下降到设定的电压阈值时输出一系列固定占空比的脉冲信号后，主控管始终处于关断状态，直到ac/dc变换器的输出电压再下降到设定的电压阈值时再度输出一系列脉冲信号。这种跳频模式可以大幅度降低开关频率，显著提升轻载效率。

上述功率因数校正电路的有益效果在于：采用并联且时序上错相180度工作方式的两组boost电路，有效减小了输入侧和输出侧的电压、电流纹波，降低了对滤波电容容值的要求，简化了输入侧emi滤波器的设计；两组boost电路平等分担输出功率，使得变换器散热更加均匀。在控制模式方面，根据实际负载情况，使变换器工作在不同的工作模式。当变换器处于重载或满载状态时，使之工作于定频模式以获取较小的电感电流纹波和导通损耗。同时，配以几乎没有反向恢复的碳化硅二极管来优化开关损耗，从而改善效率。当负载处于中小功率状态时，用过零检测电路来判断主管的开通时刻，当电感电流上升到正弦波参考的幅值时，关断主管。这种变频模式可以实现软开关，大大减小开关损耗。同时由于负载并不大，所以导通损耗也相对较小，变换器的整体效率比较优化。当变换器处于轻载状态时，控制系统通过ton发生器（主管开通时间发生器）连续发出几个固定占空比的脉冲后，主管始终处于关断状态，直到输出电压下跌到一定阈值后再度发出脉冲序列。这种跳频模式大幅度降低开关频率，可以显著提升轻载效率。该方案通过特定的电路拓扑和控制方法，使得电路的输入电压和输入电流尽量同相位，并且输入电流波形中所含的谐波分量尽量少。

上述实施例只为说明本发明的技术构思及特点，其目的在于让熟悉此项技术的人士能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限制本发明的保护范围。凡根据本发明精神实质所作的等效变化或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。