多相位电压调节器中的动态切换频率控制的制作方法

本申请涉及多相位电压调节器，具体地，涉及多相位电压调节器中的动态切换频率控制。

背景技术：

多相位电压调节器具有在同一固定切换频率下进行操作的多个相位，用于将电流传送给负载。多相位电压调节器通常被控制以横跨相位均匀地分配电流，也被称为电流平衡。由调节器供电的负载可以是动态的，其中负载电流非常快速地变化(即，高di/dt)并且具有高重复率(频率)。如果负载电流重复地在多相位电压调节器的固定切换频率(fsw)或1/2fsw处或者附近变化，则发生混叠(aliasing)。由于控制器的电压环路增益在这种动态负载瞬变条件下不为零，所以当发生混叠时，控制环路驱动相位电流在拍频速率下循环，其中拍频速率为fsw和瞬变负载频率之间的差量频率(deltafrequency)。一个或多个相位电流可由于该混叠效应而超过电感器饱和电流限值或功率级峰值电流限值，这会导致灾难性的系统损伤。

用于缓解混叠问题的一种传统方法包括：通过当相位电流超过预设峰值-峰值电流限值时截断施加给相位的pwm(脉宽调制)脉冲，并且当相位电流低于负电流限值时使pwm脉冲成三态或者接通相位的高侧开关器件，来将相位电流钳制为安全水平。然而，通过该方法，输出电压调节被下冲和过冲漂移所影响。

用于缓解混叠问题的另一传统方法包括：降低多相位调节器控制器的电压反馈环路带宽并且允许调节器系统的输出电容处理高频负载瞬变。然而，通过该方法，在大阶梯负载瞬变期间，要求过量的输出电容来减小输出电压下冲或过冲(例如，10a至200a，或者反之亦然)。

用于缓解混叠问题的又一传统方法包括：增加多相位调节器控制器的电流平衡控制环路的带宽。然而，通过该方法，增加的电流平衡带宽减小了电压环路增益/相位容限，因此降低了控制器的输出电压环路的稳定性。

因此，需要一种用于多相位电压调节器的更加有效的混叠避免机制。

技术实现要素：

根据多相位电压调节器的一个实施例，该调节器包括多个相位和控制器。每个相位都被配置为响应于输入至相位的控制信号而通过电感器向负载输出相位电流。控制器可操作为：生成输入至相位的控制信号；将控制信号的切换频率设置为第一值；以及如果负载电流在切换频率的第一值的预定范围内的频率处重复地改变，则将切换频率从第一值变为不同于第一值的第二值。

根据操作多相位电压调节器的方法的一个实施例，该多相位电压调节器具有多个相位，每个相位都被配置为响应于输入至相位的控制信号而通过电感器向负载输出相位电流，该方法包括：将控制信号的切换频率设置为第一值；以及如果负载电流在切换频率的第一值的预定范围内的频率处重复地改变，则将切换频率从第一值变为不同于第一值的第二值。

本领域技术人员将在阅读以下详细描述并查看附图的情况下意识到附加的特征和优势。

附图说明

附图的元件相互之间不需要按比例绘制。类似的参考标号表示对应的类似部分。各个所示实施例的特征可以进行组合，除非它们相互排斥。在以下附图中示出并且在说明书中详述实施例。

图1示出了具有动态频率控制的多相位电压调节器的一个实施例的框图。

图2示出了动态频率控制的一个实施例的框图。

图3a至图4b示出了绘制用于具有和不具有动态频率控制的不同动态负载瞬变频率示例的调节器输出电压和相位电流的对应曲线图。

图5示出了用于图1的多相位电压调节器的控制器的一个实施例的框图。

图6示出了基于动态负载瞬变频率绘制改变调节器切换频率的效果的曲线图。

具体实施方式

如果负载电流在切换频率的基础值的预定范围内的频率(fload)处重复地改变，通过将多相位电压调节器的切换频率(fsw)从基础值变为不同值，本文描述的实施例缓解了多相位电压调节器中的相位电流混叠。通过移动切换频率fsw足够远离动态负载瞬变频率fload，任何振荡落到环路增益较低的频率范围中的控制环路的带宽外，阻止了振荡。结果，每个相位的峰值-峰值电流显著降低，因为不需要pwm截断来限制峰值电流而使调节器输出电压更加稳定，因为不通过循环电流产生附加损失而实现了更高效率，因为降低了峰值电流而减小了相位上的应力，并且在不同的相位中均匀地分配负载电流。

图1示出了多相位电压调节器(vr)系统的一个实施例。多相位电压调节器系统包括多个相位(功率级)100以及用于控制各个相位100的操作的vr控制器102，从而调节提供给负载104的输出电压(vout)。每个相位100都可以经由相应的电感器lx并经由输出电容器cout连接至负载104，其中电容器cout可以物理地实施为单个电容器或者电容器组。负载104可以是要求一个或多个经调节的电压的电子系统，诸如处理器、asic(专用集成电路)、存储器器件等，或者负载104可以是另一个转换器，例如，在多级电压转换器系统的情况下。

通信接口106设置在vr控制器102和各个相位100之间。可以在通信接口106上设置控制信令、遥测报告和故障报告，为了便于说明在图1中简化示出通信接口106。

多相位电压调节器系统的每个相位100都包括连接在输入电压(vin)和地之间的高侧和低侧开关器件hs、ls。在公共节点vsw处耦合高侧和低侧开关器件hs、ls，并且每个相位100还包括一个或多个栅极驱动器108，它们被配置为驱动该相位100的高侧和低侧开关器件hs、ls的相应栅极。每个相位100都被配置为响应于输入至相位100的控制信号，诸如pwm信号(pwmx)，而通过对应的电感器lx向负载104输出相位电流iphx。

多相位电压调节器控制器102生成输入至相位100的控制信号，并且将pwm控制信号的切换频率(fsw)设置为基础值fsw0。切换频率fsw保持固定在基础值fsw0处，直到负载104的动态负载瞬变频率fload接近fsw0或1/2fsw0，在此处多相位vr相位电流开始振荡。控制器102包括动态频率控制(dfc)电路100，用于在负载电流il在处于切换频率fsw的基础值fsw0的预定范围内的频率(fload)处重复地改变的情况下将切换频率fsw从基础值fsw0变为不同值fsw1。

例如，控制器102可以包括pwm电路112，用于生成提供给相应相位100的pwm控制信号。控制器102还可以包括电流平衡电路114，用于调整pwm控制信号中的一个或多个pwm控制信号的占空比，以平衡相位电流iphx。包括在多相位vr控制器102中或者与多相位vr控制器102相关联的dfc电路110可以在相位电流iphx在不超过电感器的峰值电流限值时不能平衡的情况下将切换频率fsw从基础值fsw0变为不同值fsw1，峰值电流限值被选择为避免电感器饱和。

图2示出了由包括在多相位vr控制器102中或与多相位vr控制器102相关联的dfc电路110实施的fsw控制处理的另一实施例。根据该实施例，dfc电路110可以基于由电流平衡电路114提供的相位电流信息在fsw0和fsw1之间改变切换频率fsw。电流平衡电路114可以包括用于感应和/或测量系统的相位电流和输出电压vout的任何标准电路。控制器102还使用相位电流和输出电压反馈信息以调整输入至相位100的pwm控制信号的占空比。

如果两个感应/测量的相位电流(例如，图2中的iph1和iph2)之间的绝对差超过阈值thr达长于限定的时间间隔nfsw1的时间，则dfc电路110根据在满足相位电流阈值条件时设置哪个值fsw来将切换频率fsw从基础值fsw0变为fsw1或者从fsw1变回到基础值fsw0。如此，控制器102可以通过对切换频率fsw进行对应的调整来响应动态负载频率改变。在一个实施例中，选择阈值thr和限定的时间间隔nfsw1，使得dfc电路110可以在超过电感器的峰值电流限值之前将切换频率fsw从fsw0(或fsw1)变为fsw1(或fsw0)。在另一实施例中，dfc电路110例如基于确定选择哪个fsw值的峰值电流(例如，峰值电流越大，fsw变化越小，反之亦然)来从查找表(lut)116中确定fsw1。在又一实施例中，dfc电路110基于编程到控制器102中的公式f(x)118来确定fsw1。例如，峰值电流和fsw的当前值(fsw0或fsw1)可以被输入至逻辑块，该逻辑块实施公式f(x)118以确定fsw调整(增加/减小)的量。

如上所述，包括在多相位vr控制器102中或与多相位vr控制器102相关联的dfc电路110可以类似地在负载电流il重复改变的频率fload移动到fsw1的预定范围内的情况下将切换频率fsw从fsw1变回到基础值fsw0。如此，fsw可以响应于动态负载瞬变频率fload在fsw0和fsw1之间来回移动，以避免落入环路增益较高的控制环路的带宽内的振荡。当动态负载瞬变条件消失时，用于移动回到基础fsw0值的触发机制可以是误差电压。例如，如果误差电压小于特定值(例如，通过检查比较器)，则不存在动态负载瞬变条件，因此在基础值fsw0处不应该发生混叠，并且dfc电路110可以将切换频率fsw变回fsw0。在另一实施例中，控制器102可以监控fload。如果fload充分减小，则不存在动态负载瞬变条件，并且dfc电路110可以将切换频率fsw变回基础值fsw0。

可以在特定条件下使fsw移动远离基础值fsw0的能力失效。例如，可以在以下vr状态中防止dfc电路110改变fsw：不活跃状态，例如在启动和关断期间；dvid瞬变状态(从一个目标电压瞬变为另一目标电压)；在只有一个相位100用于调节负载104时的单相位调节期间；和/或在一个或多个相位100被添加或者从调节中被去除时的动态相位添加/去除期间。

通过响应于多相位vr系统(其fsw否则被固定)中的fload来改变fsw，引起的振荡落在环路增益较低的控制环路的带宽外，降低或消除了相位电流上的混叠效应。dfc电路110还可以在限定的时间间隔nfsw2内没有检测到动态负载瞬变之后将切换频率fsw从fsw1变回到基础值fsw0。限定的时间间隔nfsw1和nfsw2是设计选择，并且可以被永久设定或者可编程以避免比必要的更频繁地改变fsw。

一般地，fsw1的值取决于控制器102的带宽，该带宽也是设计参数。因此，在fload处于或接近基础值fsw0或1/2fsw0时避免混叠效应的任何fsw1都可以被使用并且处于本文所述实施例的范围内。

图3a示出了针对190khz、270khz和520khz的三个不同的负载频率(fload)示例的输出电压vout以及相位电流iph1和iph2。在该示例中，多相位电压调节器系统初始地在520khz的切换频率fsw处进行操作，并且动态负载瞬变频率fload初始地在190khz处。本文讨论的负载和切换频率仅仅是为了说明的目的，并且不应以任何方式进行限制。由于在520khz和190khz之间的差值下发生的任何振荡落在控制器102的带宽外，所以dfc电路110不改变fsw。即，fsw保持固定在520khz处。

然而，随着fload从190khz增加到fsw附近，振荡将落在控制器102的带宽内，并且由于较高的环路增益，引起混叠效应并且如果未缓解则因而引起相位电流中的不平衡。图3a的中间部分示出了270khz处的动态负载瞬变频率fload。在该频率处，振荡变得更加突出，因为与520khz-190khz相比，在520khz-270khz的频率差量下环路增益更高。然而，在该点处，fsw不是必须移动远离fload，因为在该振荡频率处环路增益仍然足够低。图3a的右手部分示出了520khz处的动态负载瞬变频率fload，其在该示例中等于fsw。如果未缓解，则在这些条件下会发生显著的混叠效应，因为振荡经受高环路增益。

为了避免相位电流上的混叠效应，dfc电路110将切换频率fsw从520khz变为充分远离fload的不同值，以避免或至少有意义地减小混叠效应。例如，将fsw移动到640khz。通过将fsw移动远离fload足够的容限，振荡再次落在环路增益相对较低的控制器102的带宽外，并且多相位vr系统经历没有意义的或者至少可容忍的混叠效应。将其与图3b进行对照，除了不具有dfc电路110的介入，图3b示出上面描述的相同fsw和fload的示例。从图3b的右手部分可以看出，由混叠引起的循环电流导致显著的相位电流不平衡。

图4a示出了用于图3a和图3b中的190khz、270khz和520khz的相同动态负载瞬变频率fload示例的输出电压vout以及相位电流iph1和iph2。在该示例中不同的是，多相位vr系统初始地在520khz的切换频率fsw处进行操作，并且动态负载瞬变频率fload也处于520khz处。为了避免混叠效应，dfc电路110将切换频率fsw从520khz变为充分远离fload的不同值，以避免或至少有意义地减小混叠效应。例如，将fsw移动到640khz。同样，通过移动fsw远离fload足够的容限，振荡落在环路增益相对较低的控制器102的带宽外，并且多相位vr系统经历没有意义的或者至少可容忍的混叠效应。将其与图4b进行对照，除了不具有dfc电路110的介入，图4b示出与图4a相同的fsw和fload示例。从图4b的左手部分可以看出，由混叠引起的循环电流导致显著的相位电流不平衡。

如上面结合图3a和图3b所提到的，图4a和图4b所示的负载频率fload和切换频率fsw示例仅是为了说明的目的而提供，并不应认为以任何方式进行限制。然而，vr系统效率趋于在基础值fsw0之上的频率处下降，所以fsw优选尽可能小得变化，同时仍然避免或有意义地减小混叠效应并且不过度/极度地降低vr系统效率。

图5更详细地示出了多相位vr控制器102以及包括在控制器102中或者与控制器102相关联的电流平衡电路114的实施例。根据该实施例，控制器102包括用于感应/测量调节器输出电压vout的电压感应(vs)电路200。电压感应adc(模数转换器)202将模拟误差电压(verr)(即，感应/测量的vout和目标电压(vtgt)之间的差值)转换为数字表示。pid(比例-积分-微分)补偿器204实施补偿器转移函数，其中将数字误差电压作为输入以及将占空比作为输出。控制器102的pwm电路112包括多相位数字pwm206，多相位数字pwm206基于pid补偿器204的输出和来自电流平衡电路114的电流平衡信息(lbal)来设定用于不同相位102的增益，并且将数字占空比信息转换为脉宽调制波形(pwmn)，该脉宽调制波形与驱动器108交互以控制相应相位102的开关器件hs、ls的接通/断开状态。

电流平衡电路114包括电流感应和adc电路208，用于监控n个相位100的各个相位电流(iph1、iph2、…iphn)，并且用于将监控的相位电流转换为对应的数字相位电流信息，该数字相位电流信息被相应的通道电流pi(比例-积分)电路210处理以用于vr系统的每个相位102。电流平衡电路114还包括用于计算平均相位电流iph_avg的平均电路212。电流平衡电路114将来自通道电流pi电路210的相位电流信息转换为电流平衡信息(ibal)，以调整相位电流以使它们保持平衡，电流平衡信息表示对每个单独相位102的占空比的对应调整。

电流平衡电路114调整每个单独相位102的pwm占空比，以相对于其他相位102增加或减小对应的相位电流。这通常通过具有转移函数的滤波器来进行：

dux＝(iphx–itargx)*(ki_ibal/s+kp_ibal)(1)

其中，dux是对第x个相位102的占空比的调整，iphx是第x个相位102的测量电流，itargx是用于第x个相位102的目标电流，以及ki_ibal和kp_ibal分别是输入至对应的通道电流pi电路210的积分和比例增益。电流平衡电路114调整各个相位电流以在相位102中的活跃相位之间匹配由控制器102针对总负载电流确定的特定分配。

包括在多相位vr控制器102中或者与多相位vr控制器102相关联的dfc电路110与电流平衡电路114通信，使得dfc电路110可以在负载电流il重复变化的频率fload处于fsw0(或fsw1)的预定范围(如本文先前所述并且如图2所示，由两个相位电流之间的绝对差来表示)内的情况下将切换频率fsw从fsw0变为fsw1(或者反之亦然)。如此，通过基于相位电流行为对fsw进行对应调整，可以避免落入环路增益较高的控制环路的带宽内的振荡。

控制器102可以针对基于相位电流的fsw调整方法实施新寄存器。例如，第一寄存器可以存储值fsw1，第二寄存器可以存储nfsw1和nfsw2，第三寄存器可以存储相位电流不平衡阈值，第四寄存器可以存储在fsw频率跳变(改变)之后施加的消隐时间，以及第五寄存器可以存储用于fsw1的每代码安培差量(apcdelta)。

此外或可选地，包括在多相位vr控制器102中或者与多相位vr控制器102相关联的dfc电路110可以基于fload测量来调整fsw以避免落入控制环路的带宽内的振荡。在一个实施例中，控制器102测量负载电流改变的频率fload，并且如果负载电流的测量频率和fsw0(或fsw1)之间的差值在控制器102的带宽内则dfc电路110将切换频率fsw从fsw0变为fsw1(或反之亦然)。例如，控制器102可以测量多相位vr系统的输出电压vout的变化速率(例如，经由计数器)，并且将测量的变化速率转换为表示负载电流改变的频率fload的频率。在另一实施例中，控制器102包括主动瞬变响应(atr)电路，用于检测并响应负载104处的瞬变条件。如果检测到的瞬变负载条件的频率(fatr)在1/2fsw±x或fsw±y的范围内，则dfc电路110可以将fsw0变为fsw1(或反之亦然)。如果fatr没有落入这些区域中的一个区域内，则dfc电路110可以将fsw变回到基础值fsw0。参数x、y、fsw0和fsw1可以是由用户设定的可编程参数。

此外或可选地，包括在多相位vr控制器102中或者与多相位vr控制器102相关联的dfc电路110可以基于相位电流不平衡频率的直接测量来调整fsw，以避免落入控制环路的带宽内的振荡。在一个实施例中，控制器102基于针对多个相位100进行的相位电流测量来确定相位电流不平衡频率，并且dfc电路110在测量的相位电流不平衡频率低于阈值频率的情况下将切换频率fsw从fsw0变为fsw1(或反之亦然)。

图6示出了基于动态负载瞬变频率fload改变切换频率fsw的效果。在该示例中，fload为520khz。峰值电流(ipeak)、峰值-峰值相位电流差(iph(pk-pk))以及半纹波电流(1/2纹波)被绘制为fsw和flaod的函数。当fsw＝fload时，峰值电流ipeak和峰值-峰值相位电流差iph(pk-pk)出现尖峰。通过如本文所述移动fsw远离flaod，ipeak和iph(pk-pk)二者都显著下降。在所示示例中，当flaod为520khz且fsw从fsw0＝520khz移动到fsw1＝400khz时，峰值-峰值相位电流差iph(pk-pk)下降约30a，并且通过将fsw从fsw0＝520khz移动到fsw1＝800khz时下降约60a。然而，基础值fsw0之上的fsw值降低vr系统效率，使得效率相对于峰值电流和峰值-峰值相位电流性能折中。纹波电流还随着更高的fsw而改进(减小)。

术语“第一”、“第二”等的术语被用于描述各种元件、区域、部分等，并且也不用于进行限制。类似的术语在整个说明书中表示类似的元件。

如本文所使用的，术语“具有”、“包含”、“包括”等是开放性术语，其表示所提元件或特征的存在，但是不排除附加元件或特征。冠词“一个”和“该”用于包括多个和单个，除非上下文另有明确指定。

应该理解，本文描述的各个实施例的特征可以相互进行组合，除非另有具体说明。

尽管本文示出和描述了具体实施例，但本领域技术人员将理解到，在不背离本发明的范围的情况下可以对所示和所述具体实施例进行各种改变和/或等同实施。本申请用于覆盖本文讨论的具体实施例的任何改变或变化。因此，旨在于仅通过权利要求及其等同方案来限制本发明。