一种谐振驱动电路的制作方法

本发明涉及功率变换领域，尤其涉及一种谐振驱动电路。

背景技术：

随着器件技术的进步，场控型器件在功率变换领域被广泛应用，与之对应，出现了种类繁多的具有电压源性质的驱动电路。

然而，当开关频率较低时，上述两种类型驱动电路的损耗在变换器总损耗中的占比均较低，当开关频率提升至数百khz和mhz以上时，驱动损耗占比很高，已经成为制约变换器功率密度进一步提升的关键因素。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是针对现有技术的不足，提供一种谐振驱动电路。

本发明解决上述技术问题的技术方案如下：

一种谐振驱动电路，包括：变压器、原边电路、副边电路、第一pwm输入端和第二pwm输入端，所述原边电路包括：第一电容、第二电容、第三电容、第一二极管、第二二极管、第一nmos管、第二nmos管、第一pmos管和第二pmos管，其中：

所述第一pwm输入端分别与所述第一pmos管的g端和所述第一nmos管的g端连接，所述第一pmos管的s端分别与vcc端、第一电容的一端和第一二极管的正极连接，所述第一pmos管的d端分别与所述第二电容的一端和所述第一nmos管的d端连接，所述第一nmos管的s端分别与所述第一电容的另一端和所述第二二极管的负极连接并接地，所述第二电容的另一端与所述变压器的初级线圈的同名端连接；

所述第二pwm输入端分别与所述第二pmos管的g端和所述第二nmos管的g端连接，所述第二pmos管的s端与所述第一二极管的负极连接，所述第二pmos管的d端分别与所述第三电容的一端和所述第二nmos管的d端连接，所述第二nmos管的s端与所述第二二极管的正极连接，所述第三电容的另一端与所述变压器的初级线圈的异名端连接。

本发明的有益效果是：本发明提供的谐振驱动电路，通过第一pwm输入端和第二pwm输入端向原边电路输入极性相同或相反的pwm信号，能够使原边电路形成桥式电路或能量循环电路，进而驱动变压器漏感与副边电路中的开关管栅极电容的谐振，实现了驱动能量的循环利用，具有驱动损耗低、驱动电流波形频谱单一、利于电磁兼容设计的优点，适用于mhz级开关变换器。

本发明解决上述技术问题的另一种技术方案如下：

一种开关变换器，包括如上述技术方案所述的谐振驱动电路。

本发明附加的方面的优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明实践了解到。

附图说明

图1为本发明一种谐振驱动电路的实施例提供的结构框架示意图；

图2为本发明一种谐振驱动电路的实施例提供的波形示意图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实施例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。

如图1所示，为本发明一种谐振驱动电路的实施例提供的结构框架示意图，该电路包括：变压器t、原边电路1、副边电路2、第一pwm输入端3和第二pwm输入端4，原边电路1包括：第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3、第一二极管d1、第二二极管d2、第一nmos管q3、第二nmos管q4、第一pmos管q1和第二pmos管q2，其中：

第一pwm输入端3分别与第一pmos管q1的g端和第一nmos管q3的g端连接，第一pmos管q1的s端分别与vcc端、第一电容c1的一端和第一二极管d1的正极连接，第一pmos管q1的d端分别与第二电容c2的一端和第一nmos管q3的d端连接，第一nmos管q3的s端分别与第一电容c1的另一端和第二二极管d2的负极连接并接地，第二电容c2的另一端与变压器t的初级线圈的同名端连接；

第二pwm输入端4分别与第二pmos管q2的g端和第二nmos管q4的g端连接，第二pmos管q2的s端与第一二极管d1的负极连接，第二pmos管q2的d端分别与第三电容c3的一端和第二nmos管q4的d端连接，第二nmos管q4的s端与第二二极管d2的正极连接，第三电容c3的另一端与变压器t的初级线圈的异名端连接。

本实施例提供的谐振驱动电路，通过第一pwm输入端和第二pwm输入端4向原边电路1输入极性相同或相反的pwm信号，能够使原边电路1形成桥式电路或能量循环电路，进而驱动变压器t漏感与副边电路2中的开关管栅极电容的谐振，实现了驱动能量的循环利用，具有驱动损耗低、驱动电流波形频谱单一、利于电磁兼容设计的优点，适用于mhz级开关变换器。

可选地，在一些实施例中，副边电路2包括：第三nmos管q5、第四nmos管q6、第五nmos管q7、第六nmos管q8、第七nmos管q9和第八nmos管q10，其中：

变压器t的次级线圈的第一正极分别与第三nmos管q5的g端、第四nmos管q6的d端和第五nmos管q7的g端连接，变压器t的次级线圈的第一负极分别与第三nmos管q5的d端和第四nmos管q6的g端连接，第三nmos管q5的s端分别与第四nmos管q6的s端、第五nmos管q7的s端和第八nmos管q10的d端连接；

变压器t的次级线圈的第二负极分别与第六nmos管q8的g端、第七nmos管q9的d端和第八nmos管q10的g端连接，变压器t的次级线圈的第二正极分别与第六nmos管q8的d端和第七nmos管q9的g端连接，第六nmos管q8的s端分别与第七nmos管q9的s端和第八nmos管q10的s端连接。

下面对本发明提供的谐振驱动电路的工作流程进行进一步说明。

第一pwm输入端3和第二pwm输入端4输入两路驱动输入波形，二者输入的波形大部分时间极性相反，较短时间极性相同，具体时间可以根据实际需求设置。

当第一pwm输入端3和第二pwm输入端4输入的信号极性相反时，第一pmos管q1、第二pmos管q2、第一nmos管q3和第二nmos管q4组成了桥式电路，当第一pwm输入端3和第二pwm输入端4输入的信号极性相同时，第一pmos管q1、第一二极管d1和第二pmos管q2组成了一组能量循环电路，第一nmos管q3、第二二极管d2和第二nmos管q4组成了另一组能量循环电路。

具体地：

当第一pwm输入端3输入高电平信号，第二pwm输入端4输入低电平信号时，第一二极管d1、第二pmos管q2和第一nmos管q3导通，变压器t初级绕组a点对b点为负极性，次级绕组c点对d点为负极性，次级绕组e点对f点为正极性，第五nmos管q7关断、第八nmos管q10导通；

当第一pwm输入端3输入高电平信号，第二pwm输入端4输入高电平信号时，第二nmos管q4、第二二极管d2和第一nmos管q3导通，第八nmos管q10栅极电容与变压器t漏感谐振，第八nmos管q10栅极电容电压下降，变压器t漏感电流上升，当第八nmos管q10栅极电容电压下降到第六nmos管q8开启阈值电压以下时，变压器t漏感与第八nmos管q10栅极电容谐振过程结束，变压器t漏感与第五nmos管q7栅极电容开始谐振，直到变压器t漏感电流降为0，这样就实现了以变压器t漏感为媒介，第八nmos管q10栅极电容电荷向第五nmos管q7栅极电容的转移，理想情况下，该过程是无损的；

当第一pwm输入端3输入低电平信号，第二pwm输入端4输入高电平信号时，第一pmos管q1、第二nmos管q4和第二二极管d2导通，变压器t初级绕组a点对b点为正极性，次级绕组c点对d点为正极性，次级绕组e点对f点为负极性，第五nmos管q7导通、第八nmos管q10关断；

当第一pwm输入端3输入低电平信号，第二pwm输入端4输入低电平信号时，第一pmos管q1、第一二极管d1和第二pmos管q2导通，第五nmos管q7栅极电容与变压器t漏感谐振，第五nmos管q7栅极电容电压下降，变压器t漏感电流上升，当第五nmos管q7栅极电容电压下降到q6开启阈值电压以下时，变压器t漏感与第五nmos管q7栅极电容谐振过程结束，变压器t漏感与第八nmos管q10栅极电容开始谐振，直到变压器t漏感电流降为0，这样就实现了以变压器t漏感为媒介，第五nmos管q7栅极电容电荷向第八nmos管q10栅极电容的转移，理想情况下，该过程是无损的。

图2为本发明一种谐振驱动电路的实施例提供的波形示意图，共5个波形图，从上到下依次为：第一pwm输入端3的输入电压波形、第二pwm输入端4的输入电压波形、变压器t的初级线圈a-b端的电流波形、第五nmos管q7的g-s端的输出电压波形以及第八nmos管q10的g-s端的输出电压波形，各个波形图的横轴为时间t，依次是t0、t1、t2、t3、t4和t5，纵轴为电压或电流，下面结合图2对本发明进行进一步说明。

如图2所示，当时间为0～t1时，第一pwm输入端3输入的波形为正，t1～t5时，波形为负，当时间是0～t0时，第二pwm输入端4输入的波形为负，t0～t3时，波形为正。

在t0～t2时，时间很短，两个pwm输入端输入的波形极性相同，波形都为正，变压器t的初级线圈a到b端的电流为正，在t0～t1时谐振上升，q10栅极电压谐振下降，t1时刻q10栅极电容储存的能量全部转移至变压器t的漏感，变压器t的初级线圈电流达到最大值；在t1～t2时谐振下降，q7栅极电压谐振上升，t2时刻变压器t的漏感能量全部转移至q7栅极电容，变压器t的初级线圈电流降为0。

同理，在t3～t5时，两个pwm输入端输入的波形极性相同，波形都为负，变压器t的初级线圈a到b端的电流为负，在t3～t4时谐振下降，在t4～t5时谐振上升；第五nmos管q7的g-s端的输出电压波形线性下降，第八nmos管q10的g-s端的输出电压波形谐振上升。

应理解，上述实施例中的谐振驱动电路是针对桥式电路设计的，驱动能量在第五nmos管q7和第八nmos管q10之间转换。如果是单端电路，可对上述实施例进行进一步改进，在第五nmos管q7、第八nmos管q10关断时，让驱动能量回馈至驱动电源，或储存于电感或电容中，实现驱动能量的回收，从而降低驱动损耗，提高变换器效率。

需要说明的是，驱动信号的移相角度取决于驱动变压器t漏感与第五nmos管q7和第八nmos管q10的栅极电容的谐振频率，在设计驱动变压器t时应对寄生参数进行控制，确保谐振周期满足变换器要求。

上述实施例提供的谐振驱动电路通过驱动变压器t漏感与第五nmos管q7和第八nmos管q10的栅极电容的谐振实现了驱动能量的循环利用，并且在谐振槽路上增加反向阻断二极管能够确保能量传递的单一性从而降低控制难度。

在本发明的其他实施例中，还提供一种开关变换器，包括如上述实施例中任一所述的谐振驱动电路。

读者应理解，在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。

所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为了描述的方便和简洁，上述描述的装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。

在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。

作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本发明实施例方案的目的。

以上，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。