一种谐振开关电容变换器的制作方法

本发明涉及直流-直流变换器领域，特别是涉及一种谐振开关电容变换器。

背景技术：

谐振开关电容能够减小传统开关电容的充电电流尖峰、实现开关管和二极管的软开关，因此能够减小电磁干扰和开关损耗。传统的谐振开关电容变换器的开关频率位于二分之一谐振频率至谐振频率之间时，能够实现开关管和二极管的零电流开通与关断，并能实现软充放电，但是并不能实现输出电压的高效线性调节，极大地限制谐振开关电容变换器的应用范围。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种谐振开关电容变换器，不仅能够实现开关管zvs开通和二极管zcs关断，而且能够达到宽范围线性调压的目的。

为实现上述目的，本发明提供了如下方案：

一种谐振开关电容变换器，所述变换器包括：第一开关、第二开关、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一谐振电容、第二谐振电容、谐振电感和储能电容，其中，

输入电压正极分别与所述第一开关的输入端和所述第一二极管的阳极连接，所述第一开关的输出端与所述第二开关的输入端连接，所述第二开关的输出端与输入电压负极连接，所述第一二极管的阴极分别与所述第二二极管的阳极和所述第一谐振电容的第一端连接，所述第一谐振电容的第二端与所述谐振电感的第一端连接，所述谐振电感的第二端与所述第一开关的输出端连接，所述第二二极管的阴极分别与所述第三二极管的阳极和所述储能电容的第一端连接，所述储能电容的第二端与所述输入电压负极连接，所述第三二极管的阴极分别与所述第四二极管的阳极和第二谐振电容的第一端连接，所述第二谐振电容的第二端与所述第一谐振电容的第二端连接，所述第四二极管的阴极为输出电压正极端，所述储能电容的第二端为输出电压负极端；

其中，所述第一开关的开关频率大于谐振频率且小于2倍谐振频率，所述第二开关的开关频率大于所述谐振频率且小于2倍所述谐振频率。

可选的，所述变换器还包括输出滤波电容，所述输出滤波电容的第一端与所述第四二极管的阴极连接，所述输出滤波电容的第二端与所述储能电容的第二端连接。

可选的，所述第一开关和所述第二开关均为金属氧化物半导体场效应管。

可选的，所述第一开关和所述第二开关为绝缘栅双极晶体管。

可选的，所述输入电压负极与接地端连接，所述输出电压负极端与所述接地端连接。

可选的，所述第一谐振电容和所述第二谐振电容的电容值相等。

可选的，所述储能电容的电容值大于10倍的所述第一谐振电容的电容值，且所述储能电容的电容值大于10倍的所述第二谐振电容的电容值。

可选的，所述变换器还包括输入滤波电容，所述输入滤波电容的第一端与所述输入电压正极连接，所述输入滤波电容的第二端与所述输入电压负极连接。

根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：

本发明提供的谐振开关电容变换器包括：第一开关、第二开关、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一谐振电容、第二谐振电容、谐振电感和储能电容。输入电压正极分别与第一开关的输入端和第一二极管的阳极连接，第一开关的输出端与第二开关的输入端连接，第二开关的输出端与输入电压负极连接，第一二极管的阴极分别与第二二极管的阳极和第一谐振电容的第一端连接，第一谐振电容的第二端与谐振电感的第一端连接，谐振电感的第二端与第一开关的第二端连接，第二二极管的阴极分别与第三二极管的阳极和储能电容的第一端连接，储能电容的第二端与输入电压负极连接，第三二极管的阴极分别与第四二极管的阳极和第二谐振电容的第一端连接，第二谐振电容的第二端与第一谐振电容的第二端连接，第四二极管的阴极为输出电压正极端，储能电容的第二端为输出电压负极端。本发明提供的谐振开关电容变换器的开关频率大于谐振频率且小于2倍谐振频率，实现了两组谐振电流同时存在的“电荷平衡”模态，不仅能够实现开关管zvs开通和二极管zcs关断，而且能够达到宽范围线性调压的目的。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。

图1为本发明实施例提供的一种谐振开关电容变换器的电路图；

图2为本发明实施例提供的谐振开关电容变换器的工作波形图；

图3为本发明实施例提供的谐振开关电容变换器在[t0～t1]时刻的等效电路图；

图4为本发明实施例提供的谐振开关电容变换器在[t1～t2]时刻的等效电路图；

图5为本发明实施例提供的谐振开关电容变换器在[t2～t3′]时刻的等效电路图；

图6为本发明实施例提供的谐振开关电容变换器在[t3′～t3]时刻的等效电路图；

图7为本发明实施例提供的谐振开关电容变换器在[t3～t4]时刻的等效电路图；

图8为本发明实施例提供的谐振开关电容变换器的理论增益曲线；

图9为本发明实施例提供的谐振开关电容变换器的开关频率为140khz时的谐振电流和谐振电压以及输出电压的实验波形图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明的目的是提供一种谐振开关电容变换器，不仅能够实现开关管zvs开通和二极管zcs关断，而且能够达到宽范围线性调压的目的。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1为本发明实施例提供的一种谐振开关电容变换器的电路图。如图1所示，一种谐振开关电容变换器，所述变换器包括：第一开关s1、第二开关s2、第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4、第一谐振电容cr1、第二谐振电容cr2、谐振电感lr和储能电容c1。所述第一谐振电容cr1和所述第二谐振电容cr2的电容值相等。

输入电压正极1分别与所述第一开关s1的输入端和所述第一二极管d1的阳极连接，所述第一开关s1的输出端与所述第二开关s2的输入端连接，所述第二开关s2的输出端与输入电压负极1′连接，所述第一二极管d1的阴极分别与所述第二二极管d2的阳极和所述第一谐振电容cr1的第一端连接，所述第一谐振电容cr1的第二端与所述谐振电感lr的第一端连接，所述谐振电感lr的第二端与所述第一开关s1的输出端连接，所述第二二极管d2的阴极分别与所述第三二极管d3的阳极和所述储能电容c1的第一端连接，所述储能电容c1的第二端与所述输入电压负极1′连接，所述第三二极管d3的阴极分别与所述第四二极管d4的阳极和第二谐振电容cr2的第一端连接，所述第二谐振电容cr2的第二端与所述第一谐振电容cr1的第二端连接，所述第四二极管d4的阴极为输出电压正极端2，所述储能电容c1的第二端为输出电压负极端2′。所述输入电压负极1′与接地端3连接，所述输出电压负极端2′与所述接地端3连接。其中，所述第一开关s1的开关频率大于谐振频率且小于2倍谐振频率，所述第二开关s2的开关频率大于所述谐振频率且小于2倍所述谐振频率。

优选地，所述变换器还包括输出滤波电容c2，所述输出滤波电容c2的第一端与所述第四二极管d4的阴极连接，所述输出滤波电容c2的第二端与所述储能电容c1的第二端连接。进一步地，所述变换器还包括输入滤波电容，所述输入滤波电容的第一端与所述输入电压正极连接，所述输入滤波电容的第二端与所述输入电压负极连接。

本实施例中，所述储能电容c1的电容值大于10倍的所述第一谐振电容cr1的电容值，且所述储能电容c1的电容值大于10倍的所述第二谐振电容cr2的电容值。所述第一开关s1和所述第二开关s2可选为金属氧化物半导体场效应管，优选地，所述第一开关s1和所述第二开关s2均为绝缘栅双极晶体管。

本实施例中，所述第一开关s1和所述第二开关s2的开关频率均大于谐振频率且小于2倍谐振频率，即fr＜fs＜2fr，其中，fr为谐振频率，fs为变换器的开关频率，能够实现第一开关管s1和第二开关管s2均以零电压方式(zvs)开通或者关断，二极管均以(零电流)zcs方式开通或者关断。

为防止第一开关管s1与第二开关管s2开通时出现重叠，在第二开关管s2关断后，第一开关管s1开通前，存在设定的的死区时间。变换器工作时，第一开关管s1和第二开关管s2的驱动信号为占空比固定为0.5、频率可调的脉冲信号。

图2为本发明实施例提供的谐振开关电容变换器的工作波形图。如图2所示，本实施例提供的谐振开关电容变换器的具体工作原理如下：

在[t0～t1]时刻，谐振开关电容变换器的等效电路如图3所示。结合图2所示的电路波形图可知，t0时刻通过第二开关s2的电流为负方向，第二开关s2以zvs方式开通；第二二极管d2与第四二极管d4处于导通状态。此模态下，电路中存在两个谐振通路，谐振电流、谐振电压和输出电压的表达式如下：

vcr1(t)＝vc-(vc-vcr1_min)cos2πfr(t-t1)(2)

vo＝vc+[vcr2(t)-vcr1(t)](3)

其中，fr表示谐振频率，lr表示谐振电感的电感值，ilr表示谐振电流，t表示时间，vc表示储能电容的电压，vcr1表示第一谐振电容cr1上的电压，vcr2表示第二谐振电容cr2上的电压，vcr1_min表示第一谐振电容cr1上的电压最小值，vcr2_min表示第二谐振电容cr2上的电压最小值，cr表示第一谐振电容和第二谐振电容的电容值，vo表示输出电压。

在[t1～t2]时刻，谐振开关电容变换器的等效电路如图4所示。结合图2所示的电路波形图，t1时刻通过第二开关s2的电流为正方向，第一二极管d1与第三二极管d3处于导通状态。此模态下，电路中存在两个谐振通路，相关电路参数的表达式如下：

vcr1(t)＝vin-(vin-vcr1_min)cos2πfr(t-t1)(5)

vcr2(t)-vcr1(t)＝vc-vin(6)

其中，vin表示输入电压。

在[t2～t4]时刻，谐振开关电容变换器的等效电路如图5-图7所示。该区间由三部分组成：t2～t3′，t3′～t3以及t3～t4，具体工作过程如下：

在[t2～t3′]时刻，第二开关s2关断，回路电流对第二开关s2的寄生电容cds2进行充电，第一开关s1的寄生电容cds1进行放电至t3′，第一二极管d1与第三二极管d3处于导通状态。此状态下，电路中存在两个谐振通路。

[t3′～t3]：t3′时刻后，寄生电容cds1放电结束电压变为0，第一开关s1的反向并联二极管开始导通电流，t3时刻，第一开关s1以zvs方式开通，第一二极管d1与第三二极管d3处于导通状态。此状态下，电路中存在两个谐振通路。

[t3～t4]：t3时刻，第一开关s1以zvs方式开通，第一开关s1开始导通电流，第一二极管d1与第三二极管d3处于导通状态。此状态下，电路中存在两个谐振通路。

在整个[t2～t4]区间内，电路参数表达式如下：

vcr1(t)＝vcr1_max)cos2πfr(t-t4)(8)

其中，vcr1_max表示第一谐振电容cr1上的电压最大值。

理想状态下，图1所示的谐振开关电容变换器的电压增益曲线如图8所示。其中，k＝crrlfs，(1＜f＜2)，其中，rl表示负载的等效电阻，fs表示第一开关和第二开关的工作频率，cr表示第一谐振电容和第二谐振电容的电容值。可见，本发明实施例提供的谐振开关电容变换器处于可连续调压范围，与传统dickson开关电容电路相比，电压增益可在较大范围内调节。

图9为本发明实施例提供的谐振开关电容变换器的实验波形图。其中，电路拓扑参数为：变换器的输出功率p＜150w，输入电压vin＝48v，输出电压vo＜144v，开关频率范围为：125khz＜fs＜250khz，输入滤波电容cin＝100uf，输出滤波电容c2＝100uf，储能电容c1＝40uf，谐振电容cr1＝cr2＝100nf，谐振电感lr＝8uh，谐振频率fr＝125khz。

图9为图1所示电路在开关频率为140khz时的谐振电流、谐振电压以及输出电压的实验波形图。由图图9的(a)部分和(b)部分可见，第一开关s1和第二开关s2实现zvs方式开通；根据图9的(c)部分可见，谐振电容的电压曲线与图2中的理论曲线相同。根据图9的(d)部分可见，储能电容c1两端电压可调节至89v左右，输出电压被调节为130v左右，这与公式(3)和公式(6)的计算值完全匹配(vin+vout＝2vc)。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。

本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。