一种凸极式同步电机无位置传感器启动及速度控制方法与流程

本发明涉及凸极式同步电机的无位置传感器启动及速度控制方法,特别涉及不伴随有反转的启动控制及连续速度矢量控制方法。

背景技术：

与诱导电机，直流dc电机相比，永磁同步电机具有效率高、快速的动态特性等优点，所以永磁同步电机已经被使用在电动汽车，有轨电车，电梯，空调，泵等工业及生活机电设备中。这些应用中采用的同步电机的控制技术，根据控制性能及成本的要求,目前主要有两种控制技术被经常采用：(1)对于一些简单应用场景，如风扇，泵和压缩机应用中，由于传统的v/f控制方法硬件搭建简单，成本低而且在很多时候可以获得满足应用需要的调速性能，所以经常被采用；(2)对于有特殊要求控制的场景如无传感器控制中，要求高速、高启动力矩，及力矩控制的场合，旋转矢量控制方法被经常采用。

旋转矢量控制技术的基本思想是分解定子电流为励磁电流和力矩电流并通过独立控制这两个电流成分来达到精确控制输出力矩的目的。在此电流转换过程中,转子的绝对位置(也即磁场的方向角)必须被精确的获得。同时，二维旋转坐标系变换到三相静止坐标系内时也需要转子的位置信息。

为了确定转子位置，在有位置传感器的同步电机控制中，一般使用编码器，霍尔器件等传感器来完成此任务，但造成的问题在于增加系统的成本，布线繁杂，体积增加并降低系统可靠性。目前，随着装置小型化并高速应用场景的增加，没有机械制约的无位置传感器的控制技术逐渐被采用。这样造成的一个问题就是，转子的位置信息不能直接从传感器处获得。如今常用的解决方法是通过可以检测得到的一些其它信号来推测得到转子位置信息，如通过诱导电动势信息来实时推测转子角度方法和通过注入高频电信号后的响应信号来推测转子实时角度方法被采用。但是，考虑到处理器的处理速度及处理数据量，一般情况下都通过诱导电动势的方法来推测转子角度后被用于旋转矢量控制系统中。在采用诱导电动势推测转子角度的方法中，由于在电机静止状态时不存在由于诱导电动势产生的可检测电流信号，所以也就不能获得静止状态下转子的绝对位置信息。所以，目前提出的很多无位置传感器电机的启动方法一般是短暂施加一个同步信号进行校准然后加速，再采用诱导电动势方法来完成转子位置推定后被用于反馈控制中。采用此种方法的一个问题就是，在转子初始位置不明确的情况下施加同步信号，启动时的转动方向不确定。这个问题对于有严格启动方向要求的应用来说是不被允许的。如电机输出轴固联了非常大负载的情况下，一般要求转子速度从静止状态单方向连续加速(短暂逆转时产生能量的损耗或者造成系统的损坏等)。所以，本发明提出一种无位置传感器单方向启动及连续速度控制的方法。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是：凸极式永磁同步电机在无位置传感器启动及速度控制时,确保电机始终能够按照预先指定的方向从静止开始进行连续速度控制，排除现有启动方法启动中可能存在与规定旋转方向产生一时逆转的可能。

本发明解决所述技术问题，采用的技术方案是一种主要由5部分组成的凸极式永磁同步电机无位置传感器旋转矢量控制方法。这5个功能部分分别是，驱动器与被动对象，静止状态转子位置推定部分，速度开环矢量控制部分，速度闭环矢量控制部分，和运动模式切换时序与初始化信号生成部分。

(1)驱动器与被控对象

所述三相凸极永磁同步电机为本发明的被控对象。本发明采用三相交流正弦信号来驱动电机，好处是可以方便通过电流向量的幅值及相位的调节来对电机执行不同的控制策略。如图1所示，被控电机100与作为驱动器的三相逆变桥电路102相连接。所述三相逆变桥电路为包含反向并联二极管的开关元件的三相桥接的电路。单元102可通过控制端104，106，108，110，112，114得通断来调节施加到电机端口的电压。在速度开环和速度闭环控制中，单元102主要是将与其连接的直流电压通过控制器进行的脉宽调制pwm来生成交流电压信号提供给被控电机。

为了后面方便说明，此处结合图1中单元100介绍一下此处涉及的几个坐标系。首先uvw坐标系116为原始三相交流信号表示的静止坐标系；αβ坐标系118为二维表示的静止坐标系，在其中表示的物理量是交流信号；dq坐标系122为在αβ坐标系的基础上随转子同步旋转的坐标系，在其中表示的物理量为直流分量，旋转矢量控制一般在此坐标系内进行；在无位置传感器同步电机中，因为转子角度值不能被直接获得，所以引入δγ坐标系120作为表示推测得到的转子位置上固联的坐标系。

(2)静止状态转子位置推定部分

为了保证电机在启动及加速过程中不产生负向的力矩，首先需要推定出在电机静止时的转子位置信息。本发明采用直接通过控制单元102开关为电机提供高频电压脉冲信号，然后通过电流响应值及凸极式电机的物理特性来进行转子位置推定。

为了保证在电机初始位置推定阶段电机转子始终保持静止状态，此处采用较小电压的电源模块用于初始转子位置推定，而当进入工作运行阶段时，再切换到正常工作电源模块来供电。在电机静止状态推定转子的位置θr,有下式成立

如前所述，此发明采用注入高频电压脉冲信号后测得的αβ坐标系内电流分量isα,isβ来推定转子初始位置。

将方程式1代入凸极式永磁同步电机在αβ坐标系内表示的回路数学模型可以得出输入电压向量与输出响应电流向量的状态方程式，如下式

其中,方程式2中的系数矩阵a′，b′如下式

其中，方程式3,4中的a，b为

其中，ld，lq为dq坐标系内表示的卷线电感值。

所以，根据方程式2,3,4,5可以知道，当给定一定输入电压信号后，在电机初始电流为零的情况下，电流响应随着转子电转角2倍即2θr的正余弦函数变化。根据此响应电流中包含的角度信息及电机的磁饱和物理特性即可推定电机转子位置。

(3)速度开环矢量控制部分

当电机低速运动时，根据反电动势推测的转子角度误差较大，所以本发明从静止开始通过速度开环矢量方法驱动并使电机加速。当加速到一定的转速后，切换到速度闭环矢量控制，以提高转速对来自外界干扰的影响。

为了保证在启动阶段不发生转子逆转，本发明设计了速度开环控制器来生成启动及初期加速驱动电流此电流能保证从转子初始角位置α0开始向指定方向生成驱动力矩。为了应对外部负荷的变化，此处结合实时测得的三相电流在dq坐标系内的分量，进行电流闭环旋转矢量控制。

此处速度开环控制器的实现由两个主要部分组成。第一部分是在低速时初步估算推测轴坐标系δγ与表示转轴实际位置的dq坐标系之间的偏差δθc。第二部分是生成驱动电流使此偏差趋近于0。因为当推测轴和实际轴存在相角偏差时,从速度开环模式切换到闭环时,会出现电流和速度的震荡，所以为了减小由于存在的转角差引起的信号不稳定，在开环控制阶段尽可能地使推测轴与实际轴之间的相位角趋向于0。

此处转轴误差δθc采用下面方程式6计算

其中,rs为永磁同步电机的定子绕组；为电流控制器输出的dq坐标系内表示的电压指令值(非干涉控制后)；ld,lq为定子线圈在dq坐标系内的电感值；ωe为电机转子当前电角速度,在此处因为不能测得转子实际转速，所以采用输入转速指令来推测转轴误差；isd,isq为实时测得的电流在dq坐标系内表示的分量。

通过转轴误差δθ同给定的0值比较，然后通过积分控制器输出的驱动电流来驱动电机运行使δθ在进入速度闭环控制阶段之前逐渐趋近于0。速度开环控制器的输出电流指令记为它的计算公式如下

其中,ki为控制器的积分参数，并且积分控制器的角度初值设为推定的转子初始角度；imax为电流极限幅值。

(4)速度闭环矢量控制部分

在电机转速达到一定值之后，速度控制模式被切换到速度闭环旋转矢量控制。与速度开环矢量控制相比，此控制模式增加了速度控制闭环和力矩控制闭环。根据对控制性能的要求的不同，力矩控制闭环有时也可以被省略。

在此控制阶段中，转子转速及实时转角位置的推定通过下面定义的广义诱导反电动势信息来推测得到。

在dq坐标系内表示的回路方程变形后可表示为如下式

在将方程式10变换到固定坐标系αβ内，可表示为如下式

此处定义上式右边第二项为在固定坐标系内表示的广义诱导电动势，记为下式

由方程式12可知，此处定义的广义诱导电动势由电机参数和转子位置及转速组成，所以可以从广义诱导电动势中抽取出转子位置及转速信息。

(5)运动模式及信号切换时序生成

为方便发明内容描述，这里把电机从停止状态无逆转地加速到指定运行速度的运动状态划分为3个模式状态,即转子初始角度推定模式(记为“模式1”)，速度开环矢量控制下的电机启动及加速模式(记为“模式2”)，和速度闭环矢量控制下的电机运行模式(记为“模式3”)。

该部分主要实现三个方面的功能：

①从“模式1”转换到“模式2”的控制时序生成及生成模式2中矢量控制需要的电转角信息和转速信息。因为此系统没有位置传感器，所以此阶段转速直接采用输入转速指令，而转角采用转速指令积分得到，并且转角的初始值被设为在模式1中推定出的转子位置角。

②从“模式2”转换到“模式3”的控制时序生成,及生成模式3中矢量控制需要的电转角信息和转速信息。在模式3中选择输出由扩张电动势推定出的转子电转角及转速。

③模式切换时为了避免信号的不连续或引起电流，速度等信号震荡，本发明需要将目标运动模式的一些物理参数初始化为前一个运动模式结束时对应的物理量。所以此部分的另一个功能就是生成模式切换时初始化信号指令。

附图说明

图1为本电机驱动用的三相逆变器与同步电机对象及本发明描述中涉及的三个坐标系；

图2为本发明实施例中永磁同步电机启动时序控制及系统总体控制框图；

图3是本发明的实施方式中采用的速度开环电流指令生成的框图；

图4转子初始角度推定时逆变器开关通断时序；

图5速度开环和闭环阶段转子电角度及速度推定值与电机中实际值的比较，其中0.9s处为从速度开环向速度闭环阶段切换点，由图中实线表示的轨迹可知，在真个启动及加速过程中，电机没有发生转子逆转且速度是从0开始连续增加。

具体实施方式

下面，参照附图对用于实施本发明的实施方式进行详细描述。图2表示的是作为本发明的三相永磁同步电机的驱动控制装置之一例。这里按照电机启动的顺序，对图2中涉及的各个部分功能做一个介绍。

图1和图2中表示的单元100为本系统的被控对象，即不带有位置传感器的凸极式三相永磁同步电机。直接与被控对象相连的是三相逆变桥电路(图1和图2中表示的单元102)，它主要是将与其连接的直流电压通过控制器进行的脉宽调制pwm来生成交流电压信号提供给被控电机。本实施例采用三相交流正弦信号来驱动电机，好处是可以方便通过电流向量的幅值及相位的调节来实现不同的控制方法。

(1)静止状态下转子位置α0的推定(模式1)

根据本发明，在电机启动前需要推测转子的初始位置。该功能的实现需要图2中电源1单元200，振荡器单元202，电流检测单元204，坐标变换单元206，208和单元100,102共同完成。

单元200为专门用于初始角度推测的电源提供模块。在本实施例中，为了保证在角度推定阶段电机转子保持静止状态，采用较小的直流电压10v。

单元202为生成脉冲宽度ts的高频脉冲电压信号的时序逻辑单元。此时序用于控制单元102中6个开关通断来为电机定子施加脉冲电压信号。本实施例利用高速控制器控制逆变器开关来提供脉冲宽度ts为3ms的脉冲电压信号来进行初始角度推断。如图3表示了给u相单独提供脉冲电压信号时逆变桥电路的开关通断时序。当u⁺为逻辑0时，u⁺开关104断开，相反为逻辑1时，u⁺开关104闭合，其它的逆变器开关106,108,110,112,114的控制逻辑与开关104的动作同理。

单元204为电流检测单元。本实施例采用电流传感器采集永磁同步电机的第一相电流isu、第二相电流isv,然后第三相电流isw通过下式求出

isw＝-isu-isv方程式13

单元206为坐标变换单元，它实施两种变换，分别是：

①三相转换到二相静止αβ坐标变换。在初始角度推定阶段需要转换到αβ坐标变换后的电流分量isα,isβ,计算式为

②三相转换到二相旋转dq坐标变换。用于将获得的三相交流电流转换到与转子同步旋转的dq坐标系内表示的二相直流分量isd,isq。只用sin函数完成此变换的计算式如下计算式为

其中，k为变换系数，当进行能量不变的坐标绝对变换时当进行变换前后幅值不变的相对变换时

单元208为具体执行角度推定的单元。此单元以isα,isβ电流分量作为输入，最后输出唯一的转子初始角度值α0。当向u相施加脉宽ts的电压信号后，即将电压式

代入程式2后求解如下

其中，项isα和δiαβ分别如下式所示

rs为永磁同步电机的定子绕组；ld,lq为给定的d,q轴电感值

根据方程式17可以求得初始角α0为θr或者θr+π,而从二者之中确定唯一的位置角时，可以利用凸极式永磁同步电机的磁场饱和的物理特性进行选择确定。

在“模式1”完成后，在运动模式及信号切换时序生成功能模块中切换开关单元210，初值设定信号单元212的控制下，被切换进入速度开环矢量控制模式(即“模式2”)。

(2)速度开环矢量控制(模式2)

当电机静止及低速运动时，反电动势较小，所以本发明从静止开始通过速度开环驱动电机，使其加速到一定的转速后，切换到闭环速度矢量控制。为了保证在启动阶段不会发生转子逆转，本发明将利用第一阶段推定获得的转子初始角位置α0来生成产生正向力矩的驱动电流结合实时测得的三相电流在dq坐标系内的分量，进行电流闭环旋转矢量控制，以应对外部负荷的变化。

速度开环驱动电机功能实现，主要由以下9个功能单元组成，即被控对象单元100，三相逆变桥电路单元102，相电流检测单元204，坐标变换单元206，速度开环驱动电流生成单元208，电流控制器单元230，2相/3相坐标变换单元232，pwm信号转换单元234，dc电源2单元236。其中，被控对象单元100，三相逆变桥电路单元102,相电流检测单元204和坐标变换单元206与前面所述相同。下面介绍速度开环驱动电流生成单元208，电流控制器单元230，2相/3相坐标变换单元232，pwm信号转换单元234和dc电源2单元236。

速度开环驱动电流生成单元208主要由两功能模块组成。一个功能是在低速时，对控制轴δγ和实际转子轴dq转角偏差δθc推定；另一个是使偏差角趋于零的电流指令信号生成控制器。当控制轴δγ和实际转子轴dq存在相角偏差时,从速度开环模式切换到闭环时,会出现电流和速度的震荡。所以为了减小由于存在的转角差引起的信号不稳定，在开环控制阶段尽可能地使控制轴与实际转轴之间的偏差角趋向于零。因此，所述开环驱动电流生成单元包括转轴误差推定单元和速度开环控制器单元。本发明在速度开环阶段中采用方程式9计算控制轴与实际转子轴位置误差δθc，由方程式可知，它适用于电机静止或低速运行时转轴误差推定。

其中,为电流控制器输出电压指令值经过非干涉处理后提供给电机定子的d,q轴电压指令值；isd,isq为根据方程式15获得的实时相电流d，q轴电流分量；在模式2中的220单元输出的角速度ωe_fbk为电角速度指令，即输入的机械轴转速ωm_ref经过角速度转换单元216后的输出，如下式

ωe_fbk＝npωm_ref方程式21

速度开环控制器单元通过转轴误差推定单元输出值δθc同给定的0值比较，然后通过积分控制器输出的驱动电流来驱动电机运行使δθc在进入速度闭环控制阶段之前逐渐趋近于0。速度开环电流控制器功能由以下3个式子实现

其中,ki为控制器的积分比例常数，此实施例中取ki＝1；imax为电流极限幅值

电流闭环控制器单元230以dq坐标系内d轴，q轴电流指令与实时检测的电流分量的差值作为输入，并且在此实施例中采用pi控制器生成dq坐标系内需要的电压指令。并且为了便于控制器参数的设定，采用非干涉控制方法来解耦d轴和q轴之间的电流的互相影响。然后，本实施例中采用内部模型方法设计pi控制器的比例系数kp_sd,kp_sq和积分系数ki_sd,ki_sq，分别如下式所示

其中，tsd_cl，tsq_cl分别表示d轴和q轴闭环电流时间常数。这两个参数可以根据系统响应速度的要求在一定范围内调整。

2相/3相坐标变换单元232为将电流pi控制器输出的d轴和q轴内表示的二相电压指令(非干涉控制之后)转换到三相uvw内表示的电压指令值用统一sin函数实现转换的式子如下所示。

其中，k′为变换系数，当进行能量不变的坐标绝对变换时当进行变换前后幅值不变的相对变换时k′＝1。

pwm信号转换单元234是根据施加电压的指令值来生成pwm波的电路。

dc电源2单元236,区别于初始角度推断中采用的dc电源1单元200，当切换到模式2和模式3时采用的工作电源。

(3)速度闭环矢量控制(模式3)

在运动模式及信号切换时序生成部分切换开关单元228，切换时序单元220的控制下,控制系统接入闭环速度控制。单元228是将开环阶段的d轴和q轴电流指令切换到由力矩控制器单元240生成的电流指令。单元220决定控制系统中采用的磁极转角和转速来源。在速度闭环控制系统中，这两个数据采用转子角度及速度推定单元222的输出。

如图2所示，速度闭环控制系统实现主要由以下几部分功能单元组成。除了在速度开环矢量控制部分中介绍的被控对象单元100，三相逆变桥电路单元102，相电流检测单元204，坐标变换单元206，电流控制器单元230，2相/3相坐标变换单元232，pwm信号转换单元234，dc电源2单元236之外，还包括了速度控制器单元238，力矩控制器单元240，力矩推定单元242，转子速度与转速推定单元222和将电转角速度转换为机械转速的转换单元218。

速度控制器单元238以速度指令ωm_ref与实时推定转速ωm_fbk的差作为输入，该实施例中采用pi控制器来生成力矩指令，并且设置pi控制器的比例系数kp_w和积分系数ki_w如下

力矩控制器单元240以速度控制器输出的力矩指令与实时推定的力矩的差作为输入，输出d轴和q轴的电流指令。该单元也采用pi控制器并且设置pi控制器的比例系数kp_trq和积分系数ki_trq如下

上式中，np为磁极对数；ψ为磁场强度；tisq_cl为q轴电流闭环设定的时间常数；tcl为设定的力矩闭环响应时间常数。

力矩推定单元242为利用过滤后的实时测得的电流值isdlpf,isplpf，利用下面力矩计算公式来推定反馈的力矩,

tclc＝1.5np{ψ+(ld-lq)isdlpf}isqlpf方程式29

转子速度与转速推定单元222采用扩展诱导电动势方法来推测转子速度及转速。此处执行方程式10,11,12及下式来输出转子角度，并对其取微分来导出角速度。

本发明未详细描述内容为本领域技术人员公知技术。