一种多元件谐振变换器的制作方法

本发明涉及电力电子变换器技术领域，尤其涉及到一种多元件谐振变换器。

背景技术：

随着电力电子技术的发展，宽增益的直流变换器在便携式设备、电动汽车车载充电机、储能系统、通信电源等领域有着非常重要的应用。

llc谐振变换器具有自然软开关特性，原边开关管能实现零电压开通，副边二极管在低于谐振频率能实现零电流关断，软开关的实现使得在保证效率的前提下可以提高开关管的工作频率；另外变压器的漏感可部分或全部充当谐振电感，方便磁集成，进一步提高了功率密度。

llc变换器常用的调制方案是脉冲频率调制。在开关频率低于谐振频率点时，变换器增益随频率的变化响应较快，但是在高于谐振频率点时，随着频率增加，增益下降缓慢，当调节的频率过高时，损耗会增加，不利于高效率工作，说明llc谐振变换器很难在宽增益与高效率之间兼顾。因此，现有技术中提出llc变换器的混合控制策略，高于谐振频率点用移相控制，低于谐振频率点用变频控制，实现较宽的电压增益，但控制方式较为复杂，切换麻烦。为了克服llc变换器很难在宽增益与高效率之间兼顾的缺点，亟需探索一种新型多元件谐振变换器拓扑结构。

技术实现要素：

针对上述技术问题，本发明的目的在于提供一种新型多元件谐振变换器，工作在软开关状态，工作范围宽，效率高。

为实现上述目的，本发明是根据以下技术方案实现的：

一种多元件谐振变换器，其特征在于，包括：直流母线输入电路、方波发生器、谐振电路、变压器、整流滤波电路、负载，其中所述直流母线输入电路的输出端与所述方波发生器的输入端相连，所述方波发生器的输出端与所述谐振电路的输入端相连，所述谐振电路产生马鞍波的谐振信号，所述谐振电路的输出端与所述变压器的原边相连，所述变压器的副边与所述整流滤波电路的输入端相连，所述整流滤波电路的输出端与所述负载相连。

上述技术方案中，所述方波发生器采用全桥逆变电路的桥式电路，全桥逆变电路产生的方波信号占空比为50％，所述全桥逆变电路包括第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3、第四开关管s4，所述第一开关管s1的漏极和所述第三开关管s3的漏极相连，所述第一开关管s1的的源极连接于所述第二开关管s2的漏极，所述第三开关管s3的源极连接于所述第四开关管s4的漏极，第二开关管s2的源极连于第四开关管s4的的源极。

上述技术方案中，所述第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3以及第四开关管s4采用mosfet(metal-oxide-semiconductorfield-effecttransistor)开关管或igbt((insulatedgatebipolartransistor))开关管。

上述技术方案中，所述谐振电路包括主电感lm、谐振电感lr、陷波器，所述陷波器的一端连接于所述方波发生器第一开关管s1的源极和第二开关管s2的漏极，陷波器的另一端连接于主电感lm的一端及变压器t原边绕组np的同名端，主电感lm的另一端连接于变压器t原边绕组np的非同名端及谐振电感lr的一端，谐振电感lr的另一端连接于第三开关管s3的源极和第四开关管s4的漏极。

上述技术方案中，所述方波发生器采用半桥逆变电路的桥式电路，半桥逆变电路产生的方波信号占空比为50％，所述半桥逆变电路包括第一开关管s1、第二开关管s2，第一开关管s1的源极连于第二开关管s2的漏极。

上述技术方案中，所述第一开关管s1、第二开关管s2采用mosfet开关管或igbt开关管。

上述技术方案中，所述谐振电路包括主电感lm、谐振电感lr、陷波器，所述变压器t包括原边绕组np和副边绕组ns，陷波器的一端连接于所述方波发生器第一开关管s1的源极和第二开关管s2的漏极，陷波器的另一端连接于主电感lm的一端及变压器t原边绕组np的同名端，主电感lm的另一端连于变压器t原边绕组np的非同名端及谐振电感lr的一端，谐振电感lr的另一端连于和第二开关管s2的源极。

上述技术方案中，所述陷波器包括串联谐振槽和陷波器电容cp，串联谐振槽和陷波器电容cp并联连接，所述串联谐振槽包括谐振电容cr、陷波器电感lp，所述谐振电容cr与陷波器电感lp串联连接。

上述技术方案中，所述整流滤波电路包括整流电路和滤波电容co，所述整流电路由第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4构成，第一二极管d1的阳极和第二二极管d2的阴极连于所述变压器t副边绕组ns同名端，第一二极管d1的阴极连于第三二极管d3的阴极、输出滤波电容co的一端和负载ro的一端，变压器t副边绕组ns非同名端连于第三二极管d3的阳极和第四二极管d4的阴极，第四二极管d4的阳极连于第二二极管d2的阳极、输出滤波电容co的另一端和负载ro的另一端。

本发明与现有技术相比，具有如下优点：

(1)所有开关器件的电压都直接由输入电压或输出电压箝位，开关器件电压应力低；

(2)所有开关器件能够在整个工作范围和全负载范围内实现软开关，变换效率高；

(3)变压器漏感得到有效利用，不存在漏感引起的环流或电压尖峰问题；

(4)变换器可利用三次谐波传递功率，对能量的利用率高；

(5)变换器能实现的增益范围宽，能在较小开关频率下实现增益为零，适合宽增益场合。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它附图。

图1是本发明多元件谐振变换器的电路结构示意图；

图2是本发明多元件谐振变换器实施例1的电路原理图；

图3是本发明多元件谐振变换器实施例1的主要波形图；

图4(a)-图4(e)是本发明多元件谐振变换器实施例1在各开关模态的等效电路图；

图5是本发明多元件谐振变换器实施例1的增益曲线图；

图6是本发明多元件谐振变换器实施例1工作在80khz开关频率时的工作波形图；

图7是本发明多元件谐振变换器实施例1工作在132khz开关频率时的工作波形图；

其中，以上附图中的符号名称：a、b、c、d为桥臂中点；vin为输入源；s1、s2、s3、s4分别为第一、第二、第三、第四开关管；cr为谐振电容；lr为谐振电感；cp为陷波器电容；lp为陷波器电感；lm为主电感；t为变压器；d1、d2、d3、d4分别为第一、第二、第三、第四二极管；co为输出滤波电容；ro为负载；np和ns分别为变压器t的原边绕组和副边绕组；im为主电感lm的电流；ip为原边电流；is为副边电流；vo为输出电压；vm为主电感lm两端的电压；vab为a、b两点间电压；vcd为c、d两点间电压；v1为第一开关管s1两端电压；t0、t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8、t9、t10为时间。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。

以下描述中，为了说明而不是为了限定，提出了诸如特定开关管、驱动方式之类的细节，以便透彻理解本发明。然而，本领域的技术人员应当清楚，在没有这些细节的其它实施例中也可以实现本发明。

实施例1

下面结合附图对本发明实施例1进行详细说明。

附图2是本发明多元件谐振变换器实施例1的电路原理图，如图所示所述多元件谐振变换器包括直流母线输入电路、方波发生器、谐振电路、变压器、整流滤波电路、负载，其中所述直流母线输入电路的输出端与所述方波发生器的输入端相连，所述方波发生器的输出端与所述谐振电路的输入端相连，所述谐振电路产生马鞍波的谐振信号，所述谐振电路的输出端与所述变压器的原边相连，所述变压器的副边与所述整流滤波电路的输入端相连，所述整流滤波电路的输出端与所述负载相连。

所述方波发生器采用全桥逆变电路的桥式电路，全桥逆变电路产生的方波信号占空比为50％，所述全桥逆变电路包括第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3、第四开关管s4，所述第一开关管s1的漏极和所述第三开关管s3的漏极相连，所述第一开关管s1的的源极连接于所述第二开关管s2的漏极，所述第三开关管s3的源极连接于所述第四开关管s4的漏极，第二开关管s2的源极连于第四开关管s4的的源极。

其中，本发明的上述方案中，第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3以及第四开关管s4采用mosfet开关管或igbt开关管。

所述谐振电路包括主电感lm、谐振电感lr、陷波器，所述陷波器的一端连接于所述方波发生器第一开关管s1的源极和第二开关管s2的漏极，陷波器的另一端连接于主电感lm的一端及变压器t原边绕组np的同名端，主电感lm的另一端连接于变压器t原边绕组np的非同名端及谐振电感lr的一端，谐振电感lr的另一端连接于第三开关管s3的源极和第四开关管s4的漏极。

本发明的上述方案中，第一开关管s1、第二开关管s2采用mosfet开关管或igbt开关管。

其中所述陷波器包括串联谐振槽和陷波器电容cp，串联谐振槽和陷波器电容cp并联连接，所述串联谐振槽包括谐振电容cr、陷波器电感lp，所述谐振电容cr与陷波器电感lp串联连接。

本发明的主电感lm由所述变压器t的激磁电感代替。所述谐振电感lr部分或全部由所述变压器t的漏感代替。

所述整流滤波电路包括整流电路和滤波电容co，所述整流电路由第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4构成，第一二极管d1的阳极和第二二极管d2的阴极连于所述变压器t副边绕组ns同名端，第一二极管d1的阴极连于第三二极管d3的阴极、输出滤波电容co的一端和负载ro的一端，变压器t副边绕组ns非同名端连于第三二极管d3的阳极和第四二极管d4的阴极，第四二极管d4的阳极连于第二二极管d2的阳极、输出滤波电容co的另一端和负载ro的另一端。

本发明所述多元件谐振变换器实施例采用以下控制方案：所述第一、第二、第三、第四开关管s1、s2、s3、s4的开关频率相等，第一开关管s1、第三开关管s3的开关信号分别与第二开关管s2、第四开关管s4的开关信号互补，且占空比均为0.5，第一开关管s1与第四开关管s4同时导通，同时关断，第二开关管s2与第三开关管s3同时导通，同时关断。在具体实施时，第一开关管s1与第二开关管s2的开关信号之间必须设置合理的死区时间以避免发生桥臂直通，第三开关管s3与第四开关管s4的开关信号之间必须设置合理的死区时间以避免发生桥臂直通。通过调节第一、第二、第三、第四开关管s1、s2、s3、s4的开关频率调节输出电压。

附图3是本发明多元件谐振变换器实施例1的主要波形图，所述变换器在半个开关周期中共有5种工作模态。在分析前做如下假设：(1)变换器处于稳定运行状态；(2)所有电感、电容及变压器均为理想元件；(3)滤波电容足够大，忽略输出电压纹波。其各开关模态工作情况描述如下。

工作模式1[t0，t1]：开关管s1和s4处于导通状态，励磁电流im在t0时刻由负变正，副边二极管d1和d4导通，主电感被输出电压箝位，原边lr、cr、lp和cp共同谐振，电源将能量从原边传向负载，参见附图4(a)。

工作模式2[t1，t2]：开关管s1和s4保持导通状态，在t1时刻，原边电流ip等于励磁电流im，在这个阶段lr、cr、lp、cp和lm共同谐振，变压器副边电流is降为0，这样输出整流管d1和d4可以实现zcs关断。原副边分离，原边不向副边传递能量，参见附图4(b)。

工作模式3[t2，t3]：在t2时刻，s1和s4关断，原边谐振电流开始给s2和s3的寄生电容放电，给s1和s4的寄生电容充电，到t3时刻s2和s3的寄生电容放电两端电压降为0，s1和s4的寄生电容上升到vin，参见附图4(c)。

工作模式4[t3，t4]：在t3时刻，s2和s3两端的电压降为0，在这个工作状态期间开通开关管s2和s3，可实现zvs,副边二极管d2和d3导通，ip逐渐减为0，is反向逐渐增加。电源将能量从原边传向负载，参见附图4(d)。

工作模式5[t4，t5]：从t4时刻开始，ip反向从0逐渐增加，im也逐渐减小，到达t5时刻，im降为0，原边lr、cr、lp和cp共同谐振，电流呈现马鞍状是由于基波和三次谐波叠加造成的，此时副边二极管d2和d3导通，电源将能量从原边传向负载，参见附图4(e)。

总结上述工作过程可知，该变换器所有开关管都能实现零电压开通，二极管能实现零电流关断，不存在二极管反向恢复问题，因此，所有开关器件都是软开关工作状态。

本实施例中主电感lm由变压器t的激磁电感代替。谐振电感lr部分或全部由变压器t的漏感代替。相关参数是：vin＝400v、谐振电容cr＝14.97nf、谐振电感lr＝47.01uh、陷波器电容cp＝8.98nf、陷波器电感lp＝112.8uh、主电感lm＝235uh。

附图5是本发明多元件谐振变换器实施例1的增益曲线图，从图中可以看出，在归一化频率大于1时，本发明多元件谐振变换器的增益随着频率的增加下降明显，这是陷波器对变换器增益造成的影响。归一化频率等于2时，陷波器阻抗无穷大，相当于开路，因此增益降为零。在归一化频率等于3时，增益为1，因此变换器可利用三次谐波传递能量。

图6为本实施例开关频率为80khz时多元件谐振变换器的工作波形，可以看出谐振电流波形呈马鞍波，输出电压为250v。

图7为本实施例开关频率为132khz时多元件谐振变换器的工作波形，可以看出谐振电流波形呈马鞍波，输出电压为50.67v。

虽然，上文中已经用一般性说明及具体实施例对本发明作了详尽的描述，但在本发明基础上，可以对之作一些修改或改进，这对本领域技术人员而言是显而易见的。因此，在不偏离本发明精神的基础上所做的这些修改或改进，均属于本发明要求保护的范围。