开关电源装置的制作方法

本发明涉及开关电源装置。

背景技术：

采用了全桥电路的开关电源装置作为一种将输入的电压转换为所期望的电压并输出的功率转换装置被广泛利用。例如，专利文献1和2中公开了一种作为dc-dc转换器的开关电源装置，其通过全桥电路将所输入的直流电压转换为交流电压，并且经由绝缘变压器提供至输出电路，在输出电路中再次转换为直流电压进行输出。

专利文献1和2的上述现有技术中，通过利用所谓的相位偏移方式控制全桥电路包含的多个开关元件，从而降低该开关元件中的开关损耗。更具体而言，相位偏移方式的开关电源装置在全桥电路和绝缘变压器之间设有谐振用线圈，通过全桥电路包含的开关元件的电容分量和谐振用线圈的电感分量形成谐振电路。并且，相位偏移方式的开关电源装置被设定为在全桥电路中串联连接的两个开关元件不同时导通而设的死区时间的期间，使所述谐振电路的谐振动作完成。从而在相位偏移方式中，开关元件的两端电压变为0伏之后将切换为导通，进行所谓的zvs(zerovoltageswitching：零电压切换)。

这里，专利文献1的现有技术中，在上述谐振电路的谐振周期变得比标准的周期要短的情况下，通过缩短死区时间来实现功率转换效率的提高。此外，在专利文献2的现有技术中，利用谐振电路的特性和输出电流等计算谐振完成时间，并使死区时间为谐振完成时间以上，从而减少输出电流的降低所伴随的开关损耗。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第5866614号公报

专利文献2：日本专利第3706852号公报

技术实现要素：

发明所要解决的技术问题

然而，相位偏移方式的开关电源装置中，在输出电流下降的情况下，根据条件不同，有时成为次级侧开关电流为断续的波形的电流断续模式(dcm：discontinuouscurrentmode)。在该情况下，伴随着谐振用线圈的能量消失，谐振动作完成所需的死区时间急剧增加。然而，如上述现有技术所述，通过谐振电路的特性和输出电流等计算出的谐振完成时间中，无法应对电流断续模式的死区时间急剧增加。即，上述现有技术中，例如即使根据输出电流的降低使死区时间连续延长，使zvs成立的死区时间也是不够的，由此在电流断续模式中开关电源装置的转换效率可能降低。

本发明是鉴于上述情况完成的，其目的在于提供一种通过在电流断续模式下也适当地设定死区时间来抑制转换效率降低的开关电源装置。

解决技术问题所采用的技术方案

<本发明的第一方式>

本发明的第一方式的开关电源装置包括：绝缘变压器，该绝缘变压器包含初级侧线圈和次级侧线圈；全桥电路，该全桥电路将输入的直流电转换为交流电并输出至所述初级侧线圈；输出电路，该输出电路将从所述次级侧线圈输入的交流电转换为直流电并输出；以及控制电路，该控制电路基于所述输出电路输出的电压并通过相位偏移方式控制所述全桥电路，在根据所述输出电路输出的电压和电流中的至少一方求出的相位偏移量的测量值小于假定为电流连续模式下的相位偏移量的理论值的情况下，所述控制电路根据所述测量值和所述理论值的差来延长所述全桥电路的死区时间。

开关电源装置包含以相位偏移方式控制的全桥电路，通过控制电路控制相位偏移量来输出所期望的输出电压。这时，控制电路在控制全桥电路的开关控制循环中，根据输出电路求出相位偏移量的测量值。此外，控制电路计算假定为开关电源装置以电流连续模式进行动作的情况下的相位偏移量的理论值，并比较相位偏移量的测量值和理论值。并且，控制电路在相位偏移量的测量值低于理论值的情况下，判定为开关电源装置以电流断续模式进行动作，根据理论值和测量值的差进行延长全桥电路的死区时间的控制。

由此，根据本发明的第一方式，能判定开关电源装置的电流模式，并且能应对电流断续模式中zvs的成立所需的死区时间的激增。由此，根据本发明的第一方式能获得如下作用效果：即，能提供一种电流断续模式下也适当地设定死区时间从而能抑制转换效率降低的开关电源装置。

<本发明的第二方式>

本发明的第二方式的开关电源装置在上述本发明的第一方式中，所述控制电路基于输入所述全桥电路的输入电压和所述输出电路输出的输出电压，计算相位偏移量的所述理论值。

开关电源装置利用包含输入电压和输出电压的计算式，对相位偏移量的理论值进行建模，通过利用该计算式计算出的理论值进行电流模式判定和死区时间设定。由此，根据本发明的第二方式能获得如下作用效果：即，能提供一种开关电源装置，针对电流模式的切换涉及的各种条件的组合，电流模式判定变得容易，从而能更适当地设定死区时间。

<本发明的第三方式>

本发明的第三方式的开关电源装置在上述本发明的第二方式中，所述控制电路不仅基于所述输入电压和所述输出电压，还基于控制所述全桥电路的起振周期计算相位偏移量的所述理论值。

开关电源装置在对全桥电路的开关控制中，例如为了进行转换效率的改善或抑制开关噪声，有时根据输出电流而改变起振周期。这时，为了进行电流模式判定以及死区设定而计算的相位偏移量的理论值不仅基于输入电压和输出电压，还通过利用包含起振周期的计算式进行建模，从而计算出与起振周期的变化对应的相位偏移量。由此，根据本发明的第三方式能获得如下效果：即，提供一种开关电源装置在起振周期变化的情况下，利用与该变化对应的相位偏移量的理论值，设定最适当的死区时间。

<本发明的第四方式>

本发明的第四方式的开关电源装置在上述本发明的第三方式中，在将所述输出电压设为vout，将所述输入电压设为vin，将所述起振周期设为t，将所述初级侧线圈的匝数设为np，将所述次级侧线圈的匝数设为ns的情况下，将k1、k2作为规定的参数利用下式计算相位偏移量的所述理论值。

【数学式1】

由此，根据本发明的第四方式能获得如下效果：即，提供一种开关电源装置，通过利用了开关电源装置的特性的各种参数的上述计算式来计算相位偏移量的理论值，从而能更精确且容易地计算电流模式判定以及死区时间设定。

<本发明的第五方式>

本发明的第五方式的开关电源装置在上述本发明的第二至第四方式中，所述控制电路根据输入所述全桥电路的输入电流、所述输出电路输出的输出电流、所述输出电压以及转换效率计算所述输入电压。

在配置于开关电源装置的次级侧的控制电路直接检测相对于次级侧电绝缘的初级侧的输入电压的情况下，需要增设大型电路。对此，根据本发明的第五方式，根据输入电流、输出电流、输出电压和转换效率间接地计算在求出相位偏移量的理论值时使用的输入电压。因此，根据本发明的第五方式能获得如下效果：即，提供一种开关电源装置，控制电路不需要直接检测输入电压，因此不用导入大型的增设电路，就能求出相位偏移量的理论值。

发明效果

根据本发明，能提供通过在电流断续模式下适当地设定死区时间来抑制转换效率的降低。

附图说明

图1是表示本发明涉及的开关电源装置的结构的电路图。

图2是表示电流连续模式中开关电源装置的各部分的波形的时序图。

图3是控制信号和半导体开关的漏-源间电压的时序图。

图4是表示在死区时间的全桥电路中电流流动的电路图。

图5是表示在电流循环期间的全桥电路中电流流动的电路图。

图6是表示电流断续模式中开关电源装置的各部分的波形的时序图。

图7是表示zvs对于输出电流所需的死区时间的长度的一例的图表。

图8是表示本发明涉及的开关电源装置的转换效率的一例的图表。

具体实施方式

下面，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。此外，本发明不限定于以下说明的内容，在不变更其主旨的范围内可进行任意变更来进行实施。实施方式的说明中所用的附图均示意性示出了结构部件，有时为了加深理解而对局部进行强调、放大、缩小或省略等，而没有正确的表示结构部件的比例尺、形状等。

图1是表示本发明涉及的开关电源装置1的结构的电路图。在本实施方式中，开关电源装置1是所谓的dc-dc转换器，其外部电源2与两个输入端子tin相连，外部负载3与两个输出端子tout相连，从而将由外部电源2输入的直流的输入电压vin转换为所期望的电压并向外部负载3输出稳定的直流输出电压vout。开关电源装置1包括输入电容器cin、全桥电路10、绝缘变压器tr、谐振用线圈ls、输出电路20、控制电路30、绝缘电路40和电流检测电路50。

输入电容器cin的一端和另一端分别与两个输入端子tin相连，抑制向输入端子输入的输入电压vin的变动。

全桥电路10是公知的全桥逆变器电路，由四个半导体开关qa～qd构成。全桥电路10将由外部电源2提供的直流电转换为交流电，经由绝缘变压器tr向输出电路20输出。在本实施方式中，半导体开关qa～qd例示为mosfet(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)，但也可以是公知的双极型晶体管、igbt(insulatedgatebipolartransistor：绝缘栅双极晶体管)。

这里，全桥电路10由半导体开关qa和qb构成的第一桥臂和半导体开关qc和qd构成的第二桥臂构成。第一桥臂中，半导体开关qa的漏极与高电位侧的输入端子tin相连，半导体开关qb的源极与低电位侧的输入端子tin相连。半导体开关qa的源极和半导体开关qb的漏极相连，其连接点与绝缘变压器tr的初级侧线圈l11的卷绕起始端相连。

第二桥臂中，半导体开关qc的漏极与高电位侧的输入端子tin相连，半导体开关qd的源极与低电位侧的输入端子tin相连。半导体开关qc的源极和半导体开关qd的漏极相连，其连接点经由谐振用线圈ls与绝缘变压器tr的初级侧线圈l11的卷绕结束端相连。这里，谐振用线圈ls在本实施方式中作为电感元件与绝缘变压器tr相连，但也可以是绝缘变压器tr的漏电感。

四个半导体开关qa～qd的栅极各自独立地经由绝缘电路40与控制电路30连接。此外，四个半导体开关qa～qd分别伴随有在源极-漏极之间作为寄生分量的寄生二极管da～dd和寄生电容器ca～cd。此外，也可以利用与半导体开关qa～qd相连的二极管元件和电容器元件来代替寄生二极管da～dd和寄生电容器ca～cd。

绝缘变压器tr是从开关电源装置1的初级侧的全桥电路10到次级侧输出电路20进行绝缘并传输电力的公知的变压器，包含初级侧线圈l11和次级侧线圈l21、l22。这里，绝缘变压器tr中，次级侧线圈l21的卷绕结束端和次级侧线圈l22的卷绕起始端在连接点(中心抽头)处连接。

输出电路20包含两个二极管d21、d22、扼流线圈lout以及输出电容器cout，通过将从全桥电路10经由绝缘变压器tr提供的交流电整流/平滑化转换为直流电并输出至输出端子tout。

这里，二极管d21、d22的阴极分别与次级侧线圈l21的卷绕起始端、次级侧线圈l22的卷绕结束端相连，阳极均与低电位侧的输出端子tout相连。扼流线圈lout的一端与绝缘变压器tr的次级侧的中心抽头相连，另一端与高电位侧的输出端子tout相连。输出电容器cout的一端和另一端分别与两个输出端子tout相连。

控制电路30包含电压检测部31、电流检测部32、起振频率设定部33、占空比设定部34以及死区时间设定部35，具体如后文所述，基于检测到的输出电压vout和由电流检测电路50取得的信号进行pwm控制，从而控制全桥电路10。

电压检测部31检测两个输出端子tout之间的输出电压vout。具体如后文所述，电流检测部32基于经由电流检测电路50获得的信号检测开关电源装置1的输入电流iin和输出电流iout。在由电流检测部32获得的输出电流iout降低的情况下，起振频率设定部33使pwm控制的起振频率f(＝1/t，t：起振周期)降低，从而降低半导体开关qa～qd的开关损耗和驱动损耗。占空比设定部34基于由电压检测部31获得的输出电压vout和由起振频率设定部33设定的起振频率f，计算下一个循环的相位偏移量ton并设定相位偏移占空比dt(＝ton/t)。死区时间设定部35,具体如后文所述，基于由电压检测部31检测到的输出电压vout和由电流检测部32检测到的输出电流iout以及输入电流iin来设定pwm控制的最适当的死区时间。

这里，控制电路30生成pwm控制的控制信号outa～outd，通过将其输出至半导体开关qa～qd各自的栅极，而以相位偏移方式驱动全桥电路10。这时，控制输出端子outa～outd和半导体开关qa～qd的各栅极分别经由绝缘电路40的隔离器41～44相连，从而使控制电路30和全桥电路10直流绝缘。

电流检测电路50包含电流互感器ct、二极管元件d、电阻元件r、峰值保持电路51和均化电路52。

电流互感器ct连接在半导体开关qb和qd的源极与低电位侧的输入端子tin之间，检测初级侧的脉冲状开关电流作为脉冲状电压。电流互感器ct的一端与二极管元件d的阳极相连，另一端与电阻元件r的一端以及接地相连。二极管元件d的阴极与电阻元件r的另一端相连，并且分别经由峰值保持电路51和均化电路52与控制电路30相连。

峰值保持电路51检测电流互感器ct检测到的脉冲状电压的峰值并输出至控制电路30。这里，该峰值与输出电流iout成正比，因此通过在控制电路30的电流检测部32中被换算从而检测为输出电流iout。

均化电路52检测电流互感器ct检测到的脉冲状电压的平均值并输出至控制电路30。这里，该平均值与输入电流iin成正比，因此通过在控制电路30的电流检测部32中被换算从而检测为输入电流iin。

接着，对开关电源装置1的动作进行说明。图2是示出了输出电流iout足够大的情况下的电流连续模式(ccm：continuouscurrentmode)的开关电源装置1的各部分的波形的时序图。这里，控制信号outa～outd表示控制电路30输入全桥电路10的半导体开关qa～qd各自的栅极的控制信号。vt和im分别表示绝缘变压器tr的电压和电流的变化。如图1所示，ip和is分别表示初级侧开关电流以及次级侧开关电流。并且，vlin表示向扼流线圈lout的输入电压即绝缘变压器tr的中心抽头和低电位侧的输出端子tout之间的电压。

图2中，控制电路30的pwm控制将时刻t0到时刻t4作为起振周期t，在时刻t0和时刻t2时第一桥臂切换，在时刻t1和时刻t3时第二桥臂切换。这里，在时刻t0和t2，在控制信号outa和控制信号outb切换的定时中设有极短的死区时间tdab(图2中省略图示)，使得半导体开关qa和qb不同时导通。同样地，在时刻t1和t3，在控制信号outc和控制信号outd切换的定时设有极短的死区时间tdcd(图2中省略图示)。

由半导体开关qa和qb构成的第一桥臂、由半导体开关qc和qd构成第二桥臂分别以占空比50％进行开关动作，通过使第二桥臂相对于第一桥臂的相位前进相位偏移量ton来形成绝缘变压器tr的励磁期间，将电力提供至开关电源装置1的次级侧。

这里，相位偏移量ton是控制信号outa和控制信号outd共同导通的期间(t0～t1)以及控制信号outa和控制信号outd共同截止的期间(t2～t3)的长度。并且，控制电路30通过在输出电路20输出的输出电压vout降低的情况下将相位偏移量ton设定得较长，在输出电路20输出的输出电压vout上升的情况下将相位偏移量ton设定得较短，从而进行使输出电压vout稳定化的控制。

相位偏移量ton的长度分别与输出电压vout以及输出电流iout的大小相关。因此，控制电路30能根据输出电压vout以及输出电流iout的至少一方来求出实际的相位偏移量ton的长度作为测量值。

次级侧开关电流is是具有变动幅度δi的三角波状的电流，通过利用扼流线圈lout和输出电容器cout使其平滑化，从而成为作为其平均值的稳定的输出电流iout。

图3是将死区时间tdab和tdcd强调显示的控制信号outa～outd、半导体开关qa～qd的漏极-源极间电压vds(qa)～vds(qd)的时序图。

死区时间tdab是从将控制信号outa和控制信号outb中的一方切换为截止起到将另一方切换为导通为止的期间，通过使切换为导通的半导体开关qa或qb的漏极-源极间电压vds在该期间降低至0伏，从而实现所谓的zvs(zerovoltageswitching：零电压切换)。

同样地，死区时间tdcd是从将控制信号outc和控制信号outd中的一方切换为截止起到将另一方切换为导通为止的期间，通过使切换为导通的半导体开关qc或qd的漏极-源极间电压vds在该期间降低至0伏，从而实现zvs。

更具体而言，例如在时刻t1跟前的死区时间tdcd期间，全桥电路10进行图4所示的动作。图4是表示在死区时间tdcd内全桥电路10中电流流动的电路图。死区时间tdcd中，半导体开关qd切换为截止,从而半导体开关qd的漏极-源极间电压vds(qd)上升，利用该电压使寄生电容器cd充电。这时，半导体开关qc的漏极-源极间电压vds(qc)降低，从而使寄生电容器cc放电。即，zvs在死区时间tdcd期间中寄生电容器cc和cd的充放电完成时成立。

之后，死区时间tdcd的期间结束后，半导体开关qc切换为导通，成为图5所示的电流循环期间。图5是表示从时刻t0到时刻t1的电流循环期间中全桥电路10的电流流动的电路图。电流循环期间中，由半导体开关qa、半导体开关qc、初级侧线圈l11和谐振用线圈ls形成闭合回路，储存于谐振用线圈ls的能量产生的电流在该闭合回路中循环。这时，由于半导体开关qa和qc的导通电阻、谐振用线圈ls和开关电源装置1的布线基板等的电阻分量，储存于谐振用线圈ls的能量逐渐减少。

这里，在输出电流iout低于次级侧开关电流is的变动幅度δi的一半的情况下，开关电源装置1以电流断续模式(dcm：discontinuouscurrentmode)进行动作。

图6是表示电流断续模式中开关电源装置1的各部分的波形的时序图。输出电流iout降低至δi/2以下，次级侧开关电流is变得不连续后，控制电路30伴随着所要求的输出电压vout的降低进行控制，缩短相位偏移量ton(t0～t1，t2～t3)，延长电流循环期间(t1～t2，t3～t4)。若电流循环期间变长，则储存于谐振用线圈ls的能量进一步减少，直至完全消失。这时，全桥电路10中流过的初级侧开关电流ip较少，因此对寄生电容器cc和cd充放电所需的电流只能由绝缘变压器tr的励磁电流来实现。然而，绝缘变压器tr一般被设计为励磁电流较低，因此寄生电容器cc和cd完成充放电需要时间。

图7是表示zvs对于输出电流iout所需的死区时间tdab的长度的一例的图表。伴随着输出电流iout的降低，所要求的死区时间tdab的长度上升，尤其是电流断续模式(dcm)中急剧增加。因此，如图7的虚线所示，以往的开关电源装置中，例如即使根据输出电流iout的降低来增大死区时间，也不足以作为zvs成立的死区时间。

电流连续模式和电流断续模式切换的阈值通过输入电压vin、输出电压vout、起振频率f、扼流线圈lout的电感值以及绝缘变压器tr的匝数比的组合而变化。因此，在设定zvs所需的死区时间时，需要在pwm控制的执行过程中对电流连续模式和电流断续模式进行模式判别。

本发明中，如下文所述，控制电路30进行模式判别，并且在从电流连续模式切换为电流断续模式的情况下，将pwm控制的死区时间设为最适当。

首先，控制电路30在pwm控制的执行过程中如上文所述基于电压检测部31检测到的输出电压vout，求出实际的相位偏移量ton的长度作为测量值。这里，相位偏移量ton的测量值可以基于电流检测部32经由均化电路52检测到的输出电流iout来求出，也可以根据输出电压vout和输出电流iout双方来求出。

接着，控制电路30计算在假定开关电源装置1以电流连续模式动作的情况下的相位偏移量ton的理论值。更具体而言，控制电路30基于由电压检测部31检测到的输出电压vout、输入至输入端子tin的输入电压vin以及起振周期t，基于下式(1)计算相位偏移量ton的理论值。这里，k1是伴随半导体开关qa～qd的导通电阻、开关电源装置1具备的基板或绕组等的布线电阻以及各二极管的正向电阻等产生的电压降下值。k2是绝缘变压器tr的漏电感以及谐振用线圈ls的匝数换算值。ns是次级侧线圈l21和l22的匝数，np是初级侧线圈l11的匝数。

【数学式1】

本实施方式的开关电源装置1例如为了进行转换效率η的改善、开关噪声的抑制而根据输出电流iout来改变起振周期t。这时，在起振周期t较短的情况下次级侧开关电流is的变动幅度δi减小，起振周期t较长的情况下，次级侧开关电流is的变动幅度δi增大。由此，电流连续模式、电流断续模式切换的输出电流iout的值也发生变化。

这里，控制电路30根据输出电流iout改变起振周期t不是本发明必须的结构，在起振周期t固定的情况下，也可以在计算相位偏移量ton的理论值时将起振周期t设为固定值。这时，相位偏移量ton的理论值基于输入电压vin和输出电压vout而计算出。

另外，本发明涉及的控制电路30中虽然没有进行计算，但电流断续模式中的相位偏移量ton的理论值能以如下式(2)来表示。这里，k1、k2、ns和np各参数与上述式(1)相通。

【数学式2】

这里，通过式(1)和式(2)可知，相位偏移量ton在电流连续模式下不受输出电流iout的影响，而在电流断续模式下受到输出电流iout影响。电流断续模式下的相位偏移量ton比电流连续模式下的相位偏移量ton要短。

此外，在开关电源装置1具备用于检测输入电压vin的电压检测机构的情况下，利用上述式(1)能直接计算电流连续模式下的相位偏移量ton的理论值。然而，由于控制电路30配置于开关电源装置1的次级侧，因此在想要导入对与次级侧电绝缘的初级侧的输入电压vin进行检测的电压检测机构的情况下，该电压检测机构中需要大型的增设电路。于是，本实施方式中，控制电路30根据输入电流iin、输出电流iout、输出电压vout以及开关电源装置1的转换效率η，基于下式(3)计算输入电压vin。

【数学式3】

接着，控制电路30计算基于输出电压vout求出的相位偏移量ton的测量值和基于式(1)计算出的相位偏移量ton的理论值的差。这时，在能判定两者之间没有差的情况下，开关电源装置1是在电流连续模式下进行动作，从而进行控制使得在输出电流iout减少的情况下逐渐延长死区时间。

与此相对，在相位偏移量ton的测量值比理论值短的情况下，控制电路30判定开关电源装置在电流断续模式下进行动作。并且，控制电路30根据上述相位偏移量ton的测量值和理论值之差，进行控制使死区时间比电流连续模式下的死区时间tdab更长。这里，控制电路30针对测量值和理论值之差，预先通过实验实际测量其与谐振动作完成所需时间的对应关系，储存该对应关系，从而能设定电流断续模式下长度最适当的死区时间tdab。

图8是表示本发明涉及的开关电源装置1的转换效率η的一例的图表。图8中，由本发明涉及的开关电源装置1的输出电流iout的转换效率η与虚线所示的现有技术的转换效率相比可知，在电流断续模式(dcm)下抑制了其降低。即，本发明涉及的开关电源装置1判别电流模式，并且通过充分确保电流断续模式下所要求的死区时间tdab来改善转换效率。

如上文所述，根据本发明涉及的开关电源装置1，比较相位偏移量ton的测量值和假定为电流连续模式下的相位偏移量ton的理论值来判定电流模式，并且根据测量值和理论值之差延长全桥电路10的死区时间tdab。由此，开关电源装置1能设定在电流断续模式下zvs也成立的死区时间tdab，从而能抑制转换效率η的降低。

此外，根据本发明涉及的开关电源装置1，能通过包含起振周期t的计算式计算相位偏移量ton的理论值，在使起振频率f可变的开关控制中也能正确地进行模式判别和死区时间设定。

标号说明

1开关电源装置

2外部电源

3外部负载

10全桥电路

20输出电路

30控制电路

40绝缘电路

50电流检测电路

qa～qd半导体开关

tr绝缘变压器

ls谐振用线圈。