基于准Z源双级矩阵变换器的永磁同步电机无源控制方法与流程

本发明涉及一种电机控制技术，特别涉及一种基于准z源双级矩阵变换器的永磁同步电机无源控制方法。

背景技术：

永磁同步电机(permanentmagnetsynchronousmotor，pmsm)结构简单、运行稳定、体积小、效率高，并且随着材料技术和控制技术的不断完善，pmsm在民用制造业、航天和军事领域得到了广泛应用。传统的永磁同步电机的电力电子驱动装置，如dc-ac逆变器以及ac-dc-ac交-直-交变换器等都存在电压传输比低、中间直流电容体积过大、无法集成等缺点。

准z源间接矩阵变换器作为一种ac-ac变频装置，由准z源电路和双级式矩阵变换器(twostagematrixconverter，tsmc)构成。双级式矩阵变换器的虚拟整流级与虚拟逆变级中间不存在直流电容，克服了传统ac-dc-ac变频器体积大无法集成的缺点，但其最大电压传输比为0.866，在驱动电机时会导致三相定子电压低于额定电压，从而使得电机无法工作在额定转速，限制了pmsm的调速范围，且低电压对pmsm启动不利，在驱动大负载时甚至会损坏电机。采用过调制的方法来提升tsmc的电压传输比引入了输出电压和输入电流低次谐波，且tsmc输入侧还需要外加lc滤波器，增加了成本。准z源电路通过插入直通矢量，可以有效地提高电压利用率，且无需插入死区换流时间，且采用输入电流连续型准z源tsmc时输入侧无需加入lc滤波器。

永磁同步电机(pmsm)控制系统大多采用基本的矢量控制和直接转矩控制方法。其中，矢量控制能够对定子电流交直流分量进行解耦，实现了磁场和转矩的解耦控制，在电机控制中得到了广泛的应用，控制方式多采用双闭环控制，即外环速度环，内环电流环，其控制器普遍采用pid调节器，但pmsm是一个非线性、强耦合的系统，当受到外界扰动或电机参数发生变化时，会对控制效果产生很大影响。无源控制(passivity-basedcontrol，pbc)是一种非线性反馈的能量控制方法，该方法对系统耗散特性方程进行无功分量配置，保证系统能量跟随给定的能量函数，从而使得系统状态变量达到给定值，确保系统稳定运行，具有明确的物理意义。此方法动态响应快、抗干扰能力强、结构简单、易于实现。

技术实现要素：

本发明是针对永磁同步电机(pmsm)控制系统存在的问题，提出了一种基于准z源双级矩阵变换器的永磁同步电机无源控制方法，将电流连续型准z源双级矩阵变换器和pmsm无源控制相结合，设计了一种新型的pmsm驱动系统。

本发明的技术方案为：一种基于准z源双级矩阵变换器的永磁同步电机无源控制方法，具体包括如下步骤：

1)采集准z源双级矩阵变换器的三相输入电压ua、ub、uc和三相输出电流ia、ib、ic，以及永磁同步电机的电机转子位置角θ和转子机械转速ω；

2)三相输入电压ua、ub、uc以及直通占空比d送入整流级调制，采用整流级插入直通矢量的svpwm调制算法得到整流级及准z源电路开关管的开关信号gst和g1～g6，其中，gst为直通脉冲，用来控制准z源网络直通与非直通状态切换，使准z源网络输出升压后的电压u’a、u’b、u’c；g1～g6则用来控制变换器整流级开关动作；

3)三相输出电流ia、ib、ic经过park转换为两相电流id、iq，与转子机械转速ω、阻尼注入、负载转矩tl、期望转速ω*一起送入基于互联与阻尼分配的无源控制器中，得到dq坐标下的d、q轴电压ud、uq，再经过park逆转换为三相电压送变换器逆变级调制，逆变级调制输出g7～g12则用来控制变换器逆变级开关动作；

4)整流级和逆变级进行协调控制，得到准z源双级矩阵变换器各双向开关的开关信号，实现准z源双级矩阵变换器及永磁同步电机的控制。

所述步骤2)采用整流级插入直通矢量的svpwm调制算法具体包括如下步骤：

2.1)采集准z源双级矩阵变换器三相输入电压ua、ub和uc，通过矢量合成原理，得到输入相电压空间矢量ui；

式中，uim为输入相电压幅值，ωi为输入角频率；

2.2)在得到当前的输入角频率ωi后，根据设定的输入相位差确定期望的输入相电流空间矢量iref：

式中，iim为输入相电流幅值，为设定的输入相位差；

2.3)根据期望电压传输比g求得对应准z源网络升压因子b，电压传输比及升压因子具体表达式为：

式中d为直通占空比；mc为设定的输入相电流空间矢量调制系数；uom为输出相电压幅值；mv为输出电压矢量调制系数；

2.4)建立输入相电流空间矢量αβ坐标系，并将该坐标系划分为6个扇区；

2.5)将期望的输入相电流空间矢量iref置于该αβ坐标系中，利用两相邻的有效矢量iα、iβ和一个零矢量合成期望的输入相电流空间矢量，一个零矢量包括直通零矢量ist和非直通零矢量i0；

2.6)根据升压因子要求计算得到直通零矢量作用时间；进而得到有效矢量iα和iβ以及零矢量i0、ist的作用时间；

2.7)根据期望的输入相电流空间矢量在αβ坐标系中的位置以及合成该期望的输入相电流空间矢量的有效矢量iα、iβ和各零矢量i0的作用时间得到准z源网络开关管和整流级开关管动作信号；

步骤2.6)各矢量作用时间具体计算公式为：

式中，tα和dα分别对应为有效矢量iα的作用时间和占空比，tβ和dβ分别对应为有效矢量iβ的作用时间和占空比，tst和dst分别为直通零矢量ist的作用时间和占空比，t0为非直通零矢量i0的作用时间，ts为变换器开关管开关周期，mc为设定的输入相电流空间矢量调制系数，θsc为期望的输入相电流空间矢量当前扇区中的位置；

设定的输入相电流空间矢量调制系数mc具体计算公式为：

mc＝iim/ip,avg

式中，iim为输入相电流幅值，ip,avg为双级矩阵变换器虚拟直流母线中电流ip的平均值。

所述步骤3)无源控制规律

其中：r1、r2为注入阻尼，k为自由系数，ld、lq为d、q轴定子电感，rs为定子电阻，np为转子极对数，j为转动惯量，tl为负载转矩，为永磁体磁通。

所述步骤3)变换器逆变级调制具体步骤：

3.1)建立输出相电压空间矢量αβ坐标系，并将该坐标系划分为6个扇区；

3.2)将无源控制器输出的ud、uq转换后的三相电压作为期望的输出相电压空间矢量置于该αβ坐标系中，利用当前扇区中最近两个有效矢量uμ，uv和一个零矢量u0合成期望的输出相电压uref，u0则为此扇区对应的开关动作最少的零矢量；进行svpwm调制，确定合成期望的输出相电压空间矢量所对应的合成矢量的作用时间；

3.3)根据步骤3.2)结果确定虚拟逆变级各开关管的开关信号；

步骤3.2)中有效矢量uμ和uv以及零矢量u0的作用时间具体为：

式中，tμ和dμ分别对应为有效矢量uμ的作用时间和占空比，tv和dv分别对应为有效矢量uv的作用时间和占空比，t0和di0为零矢量u0的作用时间和占空比，ts为开关周期，mv为输出相电压空间矢量调制系数，θsi为期望的输出相电压空间矢量当前扇区中的位置。

所述步骤4)整流级和逆变级进行协调控制，将逆变级零矢量分配在整流级各矢量切换时刻，保证零电流换流，配合工作下个逆变级开关管占空比为：

式中，dαμ、dβμ为逆变级有效矢量uμ在α、β轴上最终的占空比，dαv、dβv为逆变级有效矢量uv在α、β轴上最终的占空比，d0iα为d0iβ为逆变级零矢量u0在α、β轴上最终的占空比。

本发明的有益效果在于：本发明基于准z源双级矩阵变换器的永磁同步电机无源控制方法，与常规永磁同步电机控制系统相比可以保证电压传输比为1，理论上甚至可以达到任意需要值；本发明输入侧引入电流连续型准z源网络，省去了输入滤波器，在一定程度上减小了成本；本发明结合了准z源双级矩阵变换器和pmsm的无源控制方法，能够在保证pmsm运行在额定电压的前提下，提高系统的快速性和鲁棒性；本发明对于双级矩阵变换器采用svpwm方法，通过选择最优开关次序，大幅减小了开关器件的开关次数，使得损耗大大减小。

附图说明

图1为本发明基于准z源双级矩阵变换器的永磁同步电机无源控制系统的控制框图；

图2为准z源双级矩阵变换器(qztsmc)的拓扑结构图；

图3a为准z源非直通状态下qztsmc等效电路图；

图3b为准z源直通状态下qztsmc等效电路图；

图4a为整流级插入直通矢量svpwm调制中输入相电流矢量分布图；

图4b为逆变级svpwm调制中输出相电压矢量分布图；

图5为整流级与逆变级协调控制的开关时序图；

图6为本发明实施例所述网侧三相交流电源a相输出电压仿真波形图；

图7为本发明实施例所述准z源网络a相输出电压仿真波形图；

图8a为传统双级矩阵变换器(tsmc)直流母线电压仿真波形图；

图8b为准z源双级矩阵变换器(qztsmc)直流母线电压仿真波形图；

图9a为传统双级矩阵变换器(tsmc)输出线电压仿真波形图；

图9b为准z源双级矩阵变换器(qztsmc)输出线电压仿真波形图；

图10a为负载及转速均不变时pmsm采用pid控制和无源控制时转速仿真曲线对比图；

图10b为负载不变、转速变化时pmsm采用pid控制和无源控制时转速仿真曲线对比图；

图10c为转速不变、负载变化时pmsm采用pid控制和无源控制时转速仿真曲线对比图；

图11为pid和pbc控制下电磁转矩te变化曲线图；

图12a为pid控制下qstsmc输出相电流变化曲线图；

图12b为pbc控制下qstsmc输出相电流变化曲线图；

图13a为负载及转速均不变时pmsm采用pid控制和无源控制时转速实验曲线对比图；

图13b为负载不变、转速变化时pmsm采用pid控制和无源控制时转速实验曲线对比图；

图13c为转速不变、负载变化时pmsm采用pid控制和无源控制时转速实验曲线对比图。

具体实施方式

图1为准z源双级矩阵变换器的永磁同步电机无源控制系统的控制框图，本系统中准z源双级矩阵变换器(qztsmc)的整流级调制采用插入直通矢量的svpwm调制方法，由输入准z源网络的交流电源us相电压ua、ub、uc以及直通占空比d送入整流级调制(svpwm)，输出得到7路pwm脉冲gst和g1～g6，其中，gst为直通脉冲，用来控制准z源网络直通与非直通状态切换，使准z源网络输出升压后的电压u’a、u’b、u’c；g1～g6则用来控制变换器整流级开关动作。将输入永磁同步电机的三相电流ia、ib、ic经过park转换为两相电流id、iq，与转子机械转速ω、阻尼注入、负载转矩tl、期望转速ω*、id^*(id^*是定子电流期望电流，这里采用id＝0控制，在状态变量x中x1为id，平衡点为x1＝id*,所以后面控制律中x1^*＝id^*＝0)送入基于互联与阻尼分配的无源控制器ida-pbc，得到dq坐标下的d、q轴电压ud、uq，再经过park逆转换为三相电压送变换器逆变级调制，逆变级调制输出g7～g12则用来控制变换器逆变级开关动作。图1中θ是电机转子位置角。

图2为准z源矩阵变换器拓扑，此拓扑由3个完全相同的电流连续型准z源网络和双级矩阵变换器构成。传统的矩阵变换器最大电压增益仅为0.866，限制了所驱动电机的调速范围，准z源电路的升压特性扩大了电机的调速范围，下面将对准z源电路的升压原理进行证明。

对准z源电路进行分析时，可将双级矩阵变换器的逆变级等效为二端口网络，由于三相准z源网络对称性可得a、b、c三相上的电感和电容均相等，

图3a、3b为准z源矩阵变换器的等效电路。当qzmc工作在非直通状态时，开关sx(x＝a、b、c)导通，等效电路如图3a，准z源网络三相对称，以a相为例推导升压原理。此时电路满足

式中，和uca2分别为电感la1、la2和电容ca1、ca2两端电压。

当准z源矩阵变换器工作在非直通状态时，开关sx处于导通状态，等效电路如图3b，此时电路满足

由伏秒平衡原则可知，在一个开关周期内电感两端的电压的在一个周期内的平均值应为0，由式(2)，式(3)可得

由式(4)整理可得

即升压因子为

由式(6)可知通过改变直通占空比d可以改变升压因子b。由于0<d<0.5，所以升压因子b>1，因此可使电压传输比大于0.866。

本发明所述的qztsmc-pmsm无源控制方法工作原理如下：

(1)采集准z源双级矩阵变换器的三相输入电压ua、ub、uc和三相输出电流ia、ib、ic，以及永磁同步电机的转子位置θ和转速；

(2)根据期望的qstsmc输出电压确定升压因子b，由b确定直通占空比d，由d确定插入直通矢量的时间，从而结合整流级进行插入直通矢量的输入相电流空间矢量调制；

(3)采用整流级插入直通矢量的svpwm调制算法得到整流级及准z源电路开关管的开关信号；

(4)由无源控制器确定期望的逆变级输出相电压空间矢量，根据(1)中测得的转子位置θ进行dq坐标变换，得到dq坐标下的输出电流id,iq，由id,iq和(1)中实际转速ω，平衡点期望转速ω^*及其他相关参数带入无源控制规律，得到dq坐标下的输出电压ud、uq，将ud、uq转换后的三相电压作为期望的输出相电压，等待进行逆变级svpwm调制；

(5)对逆变级采用svpwm调制确定逆变级各开关的开关信号；

(6)将整流级和逆变级进行协调控制，在一个开关周期内，整流级在切换矢量时，逆变级零矢量动作，保证零电流换流，得到准z源双级矩阵变换器各双向开关的开关信号，实现准z源矩阵变换器及永磁同步电机的控制。

步骤(2)中准z源及整流级电路结构具体为：

三相电流连续型准z源网络接全控型整流桥，整流桥结构包括a，b，c三相桥臂，a相桥臂包括由上至下依次连接的开关sap和san，b相桥臂包括由上至下依次连接的开关sbp和sbn，c相桥臂包括由上至下依次连接的开关scp和scn；

步骤(2)具体为：

(21)采集准z源双级矩阵变换器三相输入电压ua、ub和uc，通过矢量合成原理，得到输入相电压空间矢量ui；

式中，uim为输入相电压幅值，ωi为输入角频率。

(22)在得到当前的输入角频率ωi后，根据设定的输入相位差使得输入相电压空间矢量ui偏移一个期望的输入相位差从而可以确定期望的输入相电流空间矢量iref。

式中，iim为输入相电流幅值，为设定的输入相位差。

(23)根据期望电压传输比g求得对应准z源网络升压因子b，电压传输比及升压因子具体表达式为：

式中，d为直通占空比；mc为设定的输入相电流空间矢量调制系数；uom为输出相电压幅值；mv为输出电压矢量调制系数。

步骤(3)具体为：

(31)建立输入相电流空间矢量αβ坐标系，并将该坐标系划分为6个扇区，如图4a所示；

(32)将期望的输入相电流空间矢量iref置于该αβ坐标系中，利用两相邻的有效矢量iα和iβ和一个零矢量(包括直通零矢量ist和非直通零矢量i0)合成期望的输入相电流空间矢量；

(33)根据升压因子要求计算得到直通零矢量作用时间；进而得到有效矢量iα和iβ以及零矢量i0、ist的作用时间；

(34)根据期望的输入相电流空间矢量在αβ坐标系中的位置以及合成该期望的输入相电流空间矢量的有效矢量iα、iβ和各零矢量i0的作用时间得到准z源网络开关管和整流级开关管动作信号。

步骤(33)各矢量作用时间具体计算公式为：

式中，tα和dα分别对应为有效矢量iα的作用时间和占空比，tβ和dβ分别对应为有效矢量iβ的作用时间和占空比，tst和dst分别为直通零矢量ist的作用时间和占空比，t0为非直通零矢量i0的作用时间，ts为变换器开关管开关周期，mc为设定的输入相电流空间矢量调制系数，θsc为期望的输入相电流空间矢量当前扇区中的位置。

设定的输入相电流空间矢量调制系数mc具体计算公式为：

mc＝iim/ip,avg

式中，iim为输入相电流幅值，ip,avg为双级矩阵变换器虚拟直流母线中电流ip(图2所示)的平均值。

步骤(4)无源控制规律推导过程为：

(41)永磁同步电机pmsm的pchd(端口耗散哈密顿)模型建立：

状态方程形式下的端口耗散哈密顿模型如式

式中，x为状态变量，x∈rⁿ(表示x为n维变量)；u、y为输入、输出变量，u，y∈r^m(表示u,y为m维变量)；r(x)是系统端口阻尼矩阵，满足r(x)＝-r^t(x)≥0；j(x)是系统内部互联矩阵，满足j(x)＝-j^t(x)，h(x)为系统能量存储函数，f(x)为状态变量函数，g(x)为输入变量系数函数。

三相abc坐标下的pmsm电压方程为

磁链方程为

式中，ψ3s为定子三相绕组磁链，u3s、r3s、i3s分别为定子三相绕组的相电压、电阻和电流，l3s为定子三相绕组的电感；f3s(θe)为三相绕组的磁链，为永磁体磁链；θe为转子电气位置角。这些变量分别为

式中：ua、ub、uc和ia、ib、ic分别是永磁同步电机的三相输入电压和电流，r为定子电阻，lm3为定子互感；ll3为定子漏感。

电磁转矩方程及运动方程为

式中，ω为转子机械转速，np为转子极对数，θm为转子机械位置角，j为转动惯量，tl为负载转矩，b为阻尼系数，其值较小一般可以省略。

abc坐标转换到dq坐标的变换矩阵p为

由p变换可得pmsm在dq坐标系下的数学模型为

式中，ud、uq为定子电压d、q轴分量，id、iq为定子电流d、q轴分量，ld、lq为d、q轴定子电感，为永磁体磁链。

定义pmsm的状态变量x、输入变量u、输出变量y分别为

u＝[uduq-tl]^t，y＝[idiqω]^t

式中d为对角矩阵，d＝diag{ld,lq,j}。

pmsm系统的能量存储函数可以表示为:

可将pmsm数学模型表示成pchd形式

其中，

(42)基于pchd模型的ida-pbc(基于互联与阻尼分配的无源控制器)原理

为了使pmsm系统稳定在平衡点x^*，通过反馈控制构造一个闭环期望能量函数hd(x)，使得在x^*处hd(x)取得最小值，即在x^*的一个邻域内的任意x≠x^*时，有hd(x)>hd(x^*)。同时设计反馈控制律u＝β(x)，使得闭环系统可以表示成

式中，jd(x)和rd(x)分别为期望的互联矩阵、阻尼矩阵，它们满足

若能设计得到反馈律u＝β(x)，ra(x)，ja(x)和k(x)满足

并且使得

则闭环系统是pchd系统，x^*是该系统的一个(局部)稳定的平衡点。其中，

式中，ha(x)为由反馈注入系统的待定能量函数。

(43)pmsm-pbc系统的稳定性分析与控制器设计

pmsm驱动系统的目标在于实现转速ω对于期望转速ω^*的跟踪。为了满足最大转矩控制，矢量控制的基本思路是采用id＝0控制，若此时负载已知，则期望的平衡点为

取期望的hamiltonian函数为

可推得

当x＝x^*时，且可证明本文的无源控制系统在平衡点x^*附近是渐进稳定的。

假设

式中，j12、j13、j23与r1，r2分别为待定的互联和阻尼参数。

将jd(x)、rd(x)、ja(x)、ra(x)、g(x)、β(x)和x^*代入[jd(x)-rd(x)]d^-1x^*＝[ja(x)-ra(x)]d^-1x-g(x)β(x)

可得

为保证上式恒成立，取j23＝-npx1，j13＝-ld/lqnpx2，再取j12＝-kx3，k为自由参数，其取值不影响系统稳定性。将j23、j13和j12代入可得无源控制规律

根据采集到的转子转速ω，期望转子转速ω*，输出dq轴电流id、iq，负载转矩tl和给定注入阻尼通过基于互联与阻尼分配的无源控制器得到dq坐标下的d、q轴电压ud、uq。其中：r1、r2为注入阻尼，k为自由系数，ld、lq为d、q轴定子电感，rs为定子电阻，np为转子极对数，j为转动惯量，tl为负载转矩，为永磁体磁通。

步骤(5)中逆变级电路结构具体为：该逆变结构包括输出a，b，c三相桥臂，a相桥臂包括由上至下依次连接的开关sap、san，b相桥臂包括由上至下依次连接的开关sbp、sbn，c相桥臂包括由上至下依次连接的开关scp、scn；

对于逆变级满足：

式中，ua、ub和uc分别为逆变级输出的三相电压，up和un分别为整流级输出的正、负电平，sap、san分别为逆变级a相桥臂依次串联的2个开关的开关信号，sbp、sbn分别为虚拟逆变级b相桥臂依次串联的2个开关的开关信号，scp、scn分别为逆变级c相桥臂依次串联的2个开关的开关信号。

步骤(5)具体为：

(51)建立输出相电压空间矢量αβ坐标系，并将该坐标系划分为6个扇区，如图4b所示；

(52)将期望的输出相电压(指无源控制器输出的ud、uq转换后的三相电压)空间矢量置于该αβ坐标系中，利用当前扇区中最近两个有效矢量uμ，uv和一个零矢量u0合成期望的输出相电压uref，u0则为此扇区对应的开关动作最少的零矢量；进行svpwm调制，确定合成期望的输出相电压空间矢量所对应的合成矢量的作用时间；如图4b中，uref在第1扇区，此时uμ，uv分别为u1(pnn)，u2(ppn)，u0则在nnn和ppp中选择，保证开关切换次数少；

(53)根据步骤(52)结果确定虚拟逆变级各开关管的开关信号。

步骤(52)中有效矢量uμ和uv以及零矢量u0的作用时间具体为：

式中，tμ和dμ分别对应为有效矢量uμ的作用时间和占空比，tv和dv分别对应为有效矢量uv的作用时间和占空比，t0和di0为零矢量u0的作用时间和占空比，ts为开关周期，mv为输出相电压空间矢量调制系数，θsi为期望的输出相电压空间矢量当前扇区中的位置。

步骤(6)具体为：

将逆变级零矢量分配在整流级各矢量切换时刻，从而是直流母线没有电流流过，保证整流级零电流换流，减少因换流造成的系统损耗。逆变级开关管采用死区换流，整流级工作在零矢量状态下时，直流母线电压为零，此时逆变级工作在零矢量，完成二者配合。配合工作下个逆变级开关管占空比为：

式中，dαμ、dβμ为逆变级有效矢量uμ在α、β轴上最终的占空比，dαv、dβv为逆变级有效矢量uv在α、β轴上最终的占空比，d0iα为d0iβ为逆变级零矢量u0在α、β轴上最终的占空比，如图5所示整流级与逆变级协调控制的开关时序图。

为了证明本发明的准z源矩阵变换器(qzmc)应用在永磁同步电机(pmsm)无源控制(pbc)驱动系统中的可行性与优越性，在matlab/simulink软件中对系统进行了仿真，pmsm及z源参数如表1，注入阻尼r1＝r2＝2，自由参数k＝100。

表1

(1)升压能力情况

为了验证准z源网络的升压能力是否满足公式b＝1/(1-2d)，设定三相交流电源相电压为311v，直通占空比d为0.1，则b为1.25，理论上准z源输出相电压应为388.75v。在matlab仿真得到的三相电源a相电压和经准z源升压得到的输出相电压如图6、图7所示。图8a、图8b分别为svpwm调制算法下tsmc直流母线电压、整流级插入直通svpwm调制算法下qzmc直流母线电压图。图9a、图9b分别为tsmc、qzmc输出的线电压图。

由图6、图7可见，311v的相电压经准z源升压后幅值变为390v，满足升压公式。

由图8a、图8b、图9a、图9b对比可知，相同输入电压条件下，qzmc直流母线电压及输出电压较tsmc都得到了较大提升。

因此，准z源网络对电压进行提升的能力可以保证电压传输比为1，从而使其驱动的pmsm工作在额定电压下，并使其能够达到额定转速。

(2)恒速控制情况

设定三相输入相电压为220v，经准z网络升压可保证pmsm定子电压为220v，在负载已知的情况下对qzmc-pmsm系统转速进行仿真，仿真结果如图10a所示，设定转速为1000r/min，负载为5n·m。

由图可见，在逆变级采用pbc、pid的两种控制方法下，pmsm都能达到并稳定在给定转速。相比于pid控制，本文的pbc控制可使超调为0，动态响应速度有所提升。

(3)变速控制情况

为了验证qzmc-pmsm系统的转速调节能力，保持负载为5n·m不变，0～0.2s时设定电机工作在额定转速1600r/min，0.2s时转速下降到1000r/min，仿真如图10b所示。

由图可见，pbc控制下的系统可以无超调地跟踪给定转速，给定转速变化时系统调节速度更快，系统动态性能更好。

(4)负荷变化时转速控制情况

在负载扰动下对系统进行仿真，设定pmsm转速为600r/min，在0～0.2s时，负载为5n·m，0.2s时负载突变至10n·m，转速仿真如图10c所示，此时注入阻尼设为0。

由图可见，pbc控制转速曲线出现超调，但能迅速稳定到给定转速；0.2s负载变化后，相比于pid控制方法，pbc控制能够更快地回到给定转速，系统有更强的鲁棒性。

(5)负荷变化时电磁转矩和定子电流的变化情况

图11为负载变化时pid和pbc两种控制方法下的电磁转矩变化曲线；图12a、12b为负载变化时pid、pbc两种控制方法下的定子a相电流曲线。由这些仿真曲线可见，在pbc控制下的准z源矩阵变换器永磁同步电机驱动系统有着更优的动静态性能。

图13a为电机设定转速为1000r/min，负载为5n·m恒速运行时实验波形，由图可见，在逆变级采用pbc、pid的两种控制方法下，pmsm都能达到并稳定在给定转速。相比于pid控制，本文的pbc控制可使超调为0，动态响应速度有所提升。

图13b为转速变化时的实验波形，从波形可以看出相比pid，pbc控制下的系统可以无超调地跟踪给定转速，给定转速变化时系统调节速度更快。

图13c为负载变化时的实验波形，相比于pid控制方法，pbc控制能够更快地回到给定转速，系统有更强的鲁棒性。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。