本实用新型涉及无线能量传输领域，特别是涉及一种用于无线能量传输的可重配置整流器。
背景技术：
无线能量传输技术(WPT)在植入式医疗方面的应用越来越普遍。通过该技术可以移除植入式设备中的电池，减少设备的体积大小。在一个典型的WPT系统中，整流器是系统的重要组成部分之一，用于把接收到的交流信号转换成一个直流输出。在实际的植入式应用中，整流器的输出电压会随着线圈距离和系统负载的变化而变化，而且线圈的耦合系数和系统的负载情况往往会在充电过程中发生剧烈变化。
目前，有研究提出一个可重配置的谐振可调的整流器，可以在负载和耦合情况发生较大变化下稳定输出电压。该可重配置的整流器的结构如图1所示。该整流器由5个开关和3个比较器，以及功率MOS管构成。在1X模式时，该整流器工作情况是全波整流模式；在2X模式时，整流器工作情况是电压翻倍模式。该结构可以取得较高的能量接收效率，以及在没有LDO或DC/DC变换器的情况下获得恒定的输出电压。然而，该图1所示的整流器有如下几个缺陷：系统的能量效率较低，电路的设计较为复杂。
以上背景技术内容的公开仅用于辅助理解本实用新型的实用新型构思及技术方案，其并不必然属于本专利申请的现有技术，在没有明确的证据表明上述内容在本专利申请的申请日已经公开的情况下，上述背景技术不应当用于评价本申请的新颖性和创造性。
技术实现要素：
本实用新型所要解决的技术问题是：弥补上述现有技术的不足，提出一种用于无线能量传输的可重配置整流器，系统的能量效率较高，且电路成本较低。
本实用新型的技术问题通过以下的技术方案予以解决：
一种用于无线能量传输的可重配置整流器，包括有源整流器模块、分压电路和PWM控制器模块；其中，所述分压电路用于产生一个与所述有源整流器模块的输出电压成比例的检测信号，所述PWM控制器模块用于接收所述检测信号，产生一控制信号，所述控制信号用于控制所述有源整流器模块在全波整流模式和电压翻倍模式之间切换工作；所述有源整流器模块包括第一MOS管，第二MOS管，第三MOS管，第四MOS管以及各MOS管对应的比较器，启动电路，第一稳压电容，第二稳压电容和开关；各MOS管对应的比较器的正向输入端、反向输入端、输出端分别连接相应的MOS管的源极、漏极和栅极；启动电路用于产生启动信号以控制各比较器使能工作；第一MOS管的源极接地，漏极与第三MOS管的漏极相连，作为第一相连端，该第一相连端连接交流电正向输入端；第二MOS管的源极接地，漏极与第四MOS管的漏极相连，作为第二相连端，该第二相连端连接交流电反向输入端；第三MOS管的源极与第四MOS管的源极相连；第一稳压电容的一端和第二稳压电容的一端相连，作为第三相连端；第一稳压电容的另一端连接所述第四MOS管的源极，作为所述有源整流器模块的输出端；第二稳压电容的另一端接地；开关的一端与所述第二相连端连接，另一端与所述第三相连端连接，所述开关的控制端连接所述PWM控制器模块的输出端。
本实用新型与现有技术对比的有益效果是：
本实用新型的1X/2X可重配置整流器，由1个开关和4个比较器(1S4C)构成。相对于传统结构的整流器，通过移除传统结构中的开关S1-S4，本实用新型的结构可以消除模式切换时的漏电流，使得结构更加简单。此外，由于在1X/2X模式下整流器的输入电容相同，这样，无论是在1X或是2X模式，接收端的LC谐振器能够始终工作在谐振点处，因此不需要额外的输入电容补偿电路就可使得系统的能量效率较高，极大地简化了设计，电路的成本也较低。
【附图说明】
图1是现有的可重配置整流器的结构示意图；
图2是本实用新型具体实施方式的可重配置整流器的结构示意图。
【具体实施方式】
下面结合具体实施方式并对照附图对本实用新型做进一步详细说明。
本实用新型对已有的图1的结构进行研究，发现其存在缺陷的原因分别是：第一，在不同模式下，从交流输入端VAC+和VAC-看进去的等效输入电容不同，因此在某个模式下LC谐振器会偏离谐振点。该输入电容的不同会大大降低系统的能量效率。如需确保系统有较高的能量效率，往往需要额外的电容补偿电路，这会增加电路设计复杂度。第二，四个开关S1-S4会在模式切换时引入漏电流，导致效率降低。从图1可以看到，控制信号1X由2X反相得来，并且具有不可避免的传输延时。因此，从1X模式转换到2X模式时，开关S3和S4先闭合，开关S1和S2后断开，导致S1和S3，或S2和S4的同时导通现象。此时漏电流会经过S1和S3，或S2和S4，从VOUT流到VAC-或VAC+。此外，比较器CMP3由VOUT供电，若2X信号由1X信号反相得来，那么在2X模式切换到1X模式时也存在相同的现象。第三，开关S1-S4往往需要额外的设计考虑，会使得整个设计更加复杂。为了解决上述问题，本实用新型提出如下新的带有1个开关和4个比较器的整流器电路结构。
如图2所示，为本具体实施方式的用于无线能量传输的可重配置的整流器的电路结构示意图。相比于传统的图1结构，图2中的整流器省略了开关S1-S4，增加了一个比较器CMP4。开关S5保留，并且重新命名为‘S’。其他的电路与图1中的相似。当S断开时，该整流器工作在1X模式；当S闭合时，该整流器工作在2X模式。该整流器可以完成图1所示整流器的全部功能。
具体地，整流器包括1X/2X有源整流器模块、分压电路和PWM控制器模块。
其中，1X/2X有源整流器模块用于将交流输入信号转换成直流输出VOUT，同时通过PWM控制器模块产生的2X信号控制整流器的电压增益。该整流器模块包括第一MOS管MN1，第二MOS管MN2，第三MOS管MP1，第四MOS管MP2以及它们的驱动比较器CMP1～CMP4，启动电路，第一稳压电容Cf1和第二稳压电容Cf2，以及开关S。
各MOS管对应的驱动比较器的正向输入端、反向输入端、输出端分别连接相应MOS管的源极、漏极和栅极。
第一MOS管MN1的栅极连接比较器CMP1的输出端，源极接地，漏极与第三MOS管MP1的漏极相连，作为第一相连端，该第一相连端连接交流电正向输入端VAC+。
第二MOS管MN2的栅极连接比较器CMP2的输出端，源极接地，漏极与第四MOS管MP2的漏极相连，作为第二相连端，该第二相连端连接交流电反向输入端VAC-。
第三MOS管MP1的栅极连接比较器CMP3的输出端，源极与第四MOS管MP2的源极相连。
第一稳压电容Cf1的一端和第二稳压电容Cf2的一端相连，作为第三相连端。第一稳压电容Cf1的另一端连接所述第四MOS管MP2的源极，作为该整流器的输出端VOUT。输出端VOUT输出的电压加载到负载RL上。第二稳压电容Cf2的另一端接地。
开关S一端与所述第二相连端连接，另一端与所述第三相连端连接。
启动电路用于产生启动信号St，以控制各比较器使能工作。其中，启动电路包括电阻，NMOS开关管和反相器。其中，电阻一端连接整流器的输出端VOUT，另一端连接NMOS开关管的漏极；NMOS开关管的源极接地，栅极与漏极相连；反相器输入端与NMOS开关管的漏极相连，反相器输出端输出的信号即为启动信号St。
分压电路包括电阻R1和电阻R2。分压电路用于产生一个与输出电压VOUT成比例的检测信号VFB，用来表征整流器输出电压VOUT的大小。电阻R1的一端和电阻R2的一端相连，作为第四相连端。电阻R1的另一端连接整流器的输出端VOUT。电阻R2的另一端接地。分压电路在第四相连端处即输出检测信号VFB。
PWM控制器模块用于产生反馈控制信号2X输入到整流器的开关S中，用于控制开关S的闭合或断开，以调节整流器的电压增益，并稳定整流器输出电压VOUT。本具体实施方式中，PWM控制器模块包括误差放大器EA及其补偿电路、三角波发生器、比较器CMP、整形反相器以及D触发器。
其中，误差放大器EA的反向输入端接收检测信号VFB，正向输入端接收参考电压VREF，输出端连接到比较器CMP的正向输入端。补偿电路一端接在误差放大器EA的反向输入端，另一端接在误差放大器EA的输出端。比较器CMP的正向输入端连接误差放大器EA的输出端，反向输入端连接三角波发生器的输出端，比较器CMP的输出端连接D触发器的数据输入端D；整形反相器输入端连接交流电正向输入端VAC+，整形反相器输出端连接D触发器的时钟输入端CP；D触发器的输出端连接开关S的控制端，从而将PWM控制器模块产生的反馈控制信号2X输出控制开关S的闭合或断开。当开关S断开时，有源整流器模块工作在1X模式，也即可重配置的整流器工作在1X模式；当S闭合时，有源整流器模块工作在2X模式，也即可重配置的整流器工作在2X模式。
如下，对该可重配置的整流器的工作原理进行分析。
首先，当2X＝0(1X模式)下的工作情况。从图2可以得到，此时S断开，该整流器工作模式为传统的全桥同步整流模式。当VAC+高于VOUT时，CMP3的输出为低，第三MOS管MP1闭合；同时，当VAC-接近或低于GND时，CMP2的输出为高，第二MOS管MN2闭合，则能量通过第三MOS管MP1/第二MOS管MN2从VAC+/VAC-传到了输出端VOUT。当VAC+低于GND，VAC-高于输出端VOUT时，能量则是通过第四MOS管MP2/第一MOS管MN1完成传输。这种工作情况与图1在1X模式下的情况基本相同，只是第三MOS管MP1和第四MOS管MP2由CMP3和CMP4驱动，而图1的则是由VAC+和VAC-驱动。
其次，当2X＝1(2X模式)的情况。从图2可以得到，此时S闭合，由于电容Cf1和Cf2构成分压环节，VAC-等于VOUT/2。根据图2中CMP2和CMP4的连接情况，CMP2和CMP4的输出一直为0和VOUT。这意味着VN2＝0，VP2＝VOUT，第二MOS管MN2和第四MOS管MP2会自动断开。只有由MN1，CMP1，MP1，CMP3组成的半边整流器在工作。当VAC+比VAC-高VOUT/2以上时，CMP3的输出为GND，MP1闭合。能量通过MP1/S从VAC+/VAC-传输到VOUT。当VAC+比VAC-低VOUT/2以上时，MN1闭合，电流流过MN1/S。此时的工作情况与图1在2X模式下的情况相同。
从上述分析可知，图2所示整流器可实现与图1的整流器相同的1X工作模式、2X工作模式。同时相对于图1所示的整流器，图2中的整流器有如下几个优势。第一，由于在不同模式下VAC+和VAC-的连接情况完全相同，因此在不同模式下的输入电容不会有变化。这样无论是在1X或是2X模式，处于前级接收端的LC谐振器能够一直工作在谐振点处。第二，由于移除了开关S1-S4，则之前分析的漏电流现象也一样被消除，同时也不需要其他的额外电路来完成此功能。此外，图2所示的整流器结构也省去了开关S1-S4的面积，以及相应的控制电路，大大降低了设计复杂度。而电路中引入的额外代价仅仅只是增加了比较器CMP4。而CMP4可以从CMP3复制得来，不需要额外的设计。此外，该比较器(CMP3或CMP4)的功耗一般较小，比较器的功耗在总的20mW输出功耗中仅占0.3％。
综上，相比于传统的具有5个开关和3个比较器的整流器结构(5S3C)，本具体实施方式的整流器仅需要1个开关和4个比较器(1S4C)，即可完成模式切换以及电压调节的功能。在模式转换的时候，整流器的输入电容相同，因此不需要额外的电容补偿电路就可以避免整流器输入电容变化，以及消除漏电流效应，从而电路的能量效率较高。且由于不需要额外的补偿电路即可达到较高能量效率，因此电路的结构和成本也较低。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本实用新型所作的进一步详细说明，不能认定本实用新型的具体实施只局限于这些说明。对于本实用新型所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型构思的前提下做出若干替代或明显变型，而且性能或用途相同，都应当视为属于本实用新型的保护范围。