用于对大功率半导体元件进行测试的方法与流程

本发明涉及一种借助测试电路对高压直流传输的变流器的大功率半导体元件进行测试的方法，测试电路具有多个串联连接的电压调节的变流器模块，其可连接到大电流变压器的初级侧，并且其中，大电流变压器的次级侧可连接到大功率半导体元件。
背景技术：
：高压直流传输特别用于借助直流在远距离、通常为大约750km以上的距离上进行能量传输。为此，虽然因为在发电厂中几乎总是通过同步发电机作为频率为50Hz或60Hz的三相交流产生电能，因此对于适合于高压的昂贵的变流器需要相对大的技术开销，但是自特定距离起，尽管存在技术开销和附加的转换器损耗，与利用三相交流进行传输相比，产生总体上更小的传输损耗。必须对在变流器中或者在静止无功补偿器中使用的大功率半导体元件、特别是晶闸管阀进行性能测试。这以所谓的背对背连接或者借助合成测试电路、即构建的测试电路进行，在背对背连接的情况下，整流器和逆变器“背靠背”连接，即与如上所述在站之间经常存在大的距离的其它系统相比，在空间上彼此几乎不隔离，而在合成测试电路中，可以连接测试件，并且合成测试电路模拟测试件在实际运行中受到的电压和电流曲线。然而，由于现在的系统的传输功率日益增加，测试所需的背对背测试装置的尺寸必须相对大，并且必须针对对应的功率设计测试装置。相反，例如从IEC60700-1,“Thyristorvalvesforhighvoltagedirectcurrent(HVDC)powertransmission,Part1:ElectricalTesting”IEC(InternationalElectrotechnicalCommission),Geneva,2008；从IEC61954,“Staticvarcompensators(SVC)-Testingofthyristorvalves,”IEC(InternationalElectrotechnicalCommission),Geneva,2011；以及从IEEE(InstituteofElectricalandElectronicsEngineers),“IEEE857,GuideforTestingofThyristorValves,”IEEE,1996已知的合成测试电路，通过使用分离的大电流和高压回路，其分别可连接到测试件(即经由对应地可控的开关或者阀与其连接)，仅需要相当的背对背测试系统的设计尺寸的1至2％。在此，迄今为止已知的合成测试电路包括用于产生高压的一个或更多个LC振荡回路，还有大电流回路，其经由变压器从供电网汲取电流。在此，基于所提及的“振动回路/大电流”的稍微不同的概念是已知的。申请人的已知概念使用由高压源驱动的续流路径来叠加大电流。其它已知系统仅使用其振荡回路来接入和断开测试件，而在大电流阶段，利用辅助阀将高压与测试隔离。在这两种变形方案中，测试件的断开参数与接入参数有关，因此极大地限制了测试条件的设置。由于振荡回路的再充电与大电流回路相关联，因此现在的合成测试电路与电网频率有关，也就是说，也可以在仅在50Hz下的测试中对稍后在60Hz电网中运行的测试件施加负载，虽然需要对参数进行调整。为了解决该问题，如在申请人的未提前公开的专利申请中所设置的，可以使用包括多个串联连接的电压源变流器模块(英语：Voltage-SourceConverter，缩写为VSC)的高压源。其应当理解为包括电池形式的电荷存储器、例如电容器的模块，其中，模块的接线端处的电压值可以通过利用控制电压对应地控制同样包含在模块中的开关而变化。利用这些模块，可以针对测试件非常好地模拟在HGü运行中实际出现的电流曲线。然而，根据需要的测试，这里可能需要使用大电流变压器，以获得测试所需的大电流。如果要从VSC模块取出例如1kA的电流，则可以通过使用对于电流具有示例性的1:10(或者对于电压具有10:1)的转换比的单相变压器，产生幅值达到大约10kA的梯形单极电流。这在测试期间通常多次在多个相同的相继的测试周期中发生。在此，被证实是有问题的是，在VSC模块对大电流变压器的初级侧施加对应的电压的一些测试周期之后，在变压器的初级侧出现极其大的电流值。这在一些情况下可能导致涉及的部件损坏。技术实现要素：因此，本发明要解决的技术问题是，给出一种开头提及的类型的方法，其使得能够借助描述的测试电流在所使用的部件的寿命特别长的情况下对大功率半导体元件进行大电流测试。根据本发明，上述技术问题通过在测试周期的一个时间阶段将电压调节的变流器模块切换为未定义的状态来解决。在此，本发明从以下考虑出发：大的电流值在大电流变压器的初级侧由于变压器铁芯饱和而出现。造成饱和的磁通在此基本上对应于在初级侧关于时间积分的电压、即所谓的电压时间面积。在此有问题的是，在变压器的次级侧，由于测试件的阀特性，仅允许在一个方向上流过电流，由此电压时间面积在几个测试周期的过程中总是进一步增加。为了避免饱和，由此避免不允许的大电流，因此必须对电压时间面积进行补偿。这可以在测试周期期间通过对应地复杂的控制方法来进行，然而这意味着测试电路或测试方法的复杂化。然而，令人惊奇的是，已经证明，为了对电压时间面积进行补偿，在测试期间将变流器模块切换为未定义的状态也就足够了。在此，未定义的状态应当理解为如下状态，在该状态下，模块内部的电荷存储器从模块的接线端退耦，模块的接线端由此不具有定义的电压值。这能够通过电压调节的变流器模块的拓扑来实现。通过这种切换，电流回路实际上被释放，使得不平衡状态、例如由于系统的自然走向而建立的电压时间面积和铁芯的饱和被补偿为平衡状态。该方法的测试周期有利地包括以下通过控制所述电压调节的变流器模块产生的相继的时间阶段：-在大电流变压器的初级侧为正电压；-在大电流变压器的初级侧为零电压；-在大电流变压器的初级侧为负电压。在此并且在下面应当注意，本领域技术人员清楚，根据测试件的安装方向以及电压方向的测量定义，类似地也可以首先在第一阶段中施加正电压，而在第三阶段中施加负电压。仅出于可读性的目的，这里以及下面仅描述两个对称的可选项中的一个，但是本领域技术人员清楚，在重新定义电压方向的情况下，也包括相应地相反的布置。这样构造的测试周期满足测试目的，即引导大电流通过测试件。在具有正电压的第一阶段，初级侧的电流增大，因此次级侧的高压变换的电流也变大。在获得希望的次级侧电流之后，电压调节的变流器模块切换为导通状态，使得0V的电压施加在初级侧。在此，感生的电流进一步流过，仅由于导通电阻而缓慢变小。随后，在初级侧施加相反的电压，使得实际上抑制感生的电流。一旦次级侧的电流下降到0A，则也将初级侧的电压又设置为0V，并且该测试周期结束。有利的是，所描述的测试周期中的电压调节的变流器模块的未定义的状态的时间阶段在刚才描述的相继的时间阶段之后。由此又直接抵消在所描述的阶段建立的测试周期的电压时间面积。在此，有利地确定未定义的状态的时间阶段的长度，使得在大电流变压器中建立的磁通消退。这与前面建立的电压时间面积的消除基本上相同。其持续的绝对时间在此与多个因素、例如线路的电阻、变压器的铁芯的特性等有关。但是本领域技术人员已知，在给定电路和部件的特性的情况下，其能够如何估计消除电压时间面积或磁通需要的时间，因此该准则对于本领域技术人员是清楚并且可重复的。在该方法的有利构造中，多个相同的测试周期相继进行。由此实现像根据开头提及的标准进行测试所需要的一样，以需要的电流值多次对测试件施加负载。通过在每个测试周期期间或者至少在特定数量的测试周期之后中间切换具有未定义的状态的时间阶段，才能够实现这样的没有所描述的变压器的铁芯饱和的相继的测试周期。下面描述的电压调节的变流器模块的结构优选适用于每个电压调节的变流器模块。电压调节的变流器模块优先相同地构造。优选相应的电压调节的变流器模块以全桥的方式包括电容器和四个分别具有一个续流二极管的晶体管，即，相应的两个沿相同的方向串联连接的晶体管沿相同的方向彼此并联连接并且与电容器并联连接，外部接线端中的一个布置在两个晶体管之间。由此得到拉丁文大写的H类型的形式。在此，所描述的未定义的状态对应于所有晶体管切换到高欧姆状态的状态，从而在外部连接端上不施加定义的电压。优选使用绝缘栅双极晶体管作为各个晶体管。这特别适用于每一个晶体管。其特别适合于这里设置的在大功率范围内的使用，因为其具有大的正向截止电压(目前高达6.6kV)并且能够切换大电流(高达大约3kA)。在此，也可以将多个这种双极晶体管并联连接，以便能够切换更大的电流。优选针对大于800V的标称电压和/或大于500A的标称电流设计相应的、优选每个电压调节的变流器模块。由此避免模块的数量过大，因为电流测试所需的容量由此就足够了。在优选构造中，测试电路包括多于5个、优选多于10个的电压调节的变流器模块。通过大的数量，可以在产生用于测试的电压/电流曲线时得到更精细的离散电压跳变。利用该方法在测试电路中进行测试的大功率半导体元件优选是晶闸管，如其在电网调节的变流器中特别是用于高压直流传输。优选测试电路被设计用于根据所描述的方法对高压直流传输的变流器的大功率半导体元件进行测试。为此，测试电路包括对应地需要的部件、例如用于测试件的接线端、大电流变压器和电压调节的变流器模块，但是也包括用于在测试期间对变流器模块进行充电并且对其进行控制的对应的控制电子设备。利用本发明实现的优点特别在于，通过在测试周期期间设置VSC模块的电压中性的未定义的状态，避免了变压器铁芯饱和，从而能够高效地利用其。由此，能够对于大电流测试使用能够获得所需的高压的经由VSC模块供电的高压变压器。通过使用大电流变压器，大电流回路的尺寸确定非常简单：因为大电流变压器由VSC模块的存储电容器供电，因此对进行馈送的电网产生非常小的反作用。仅从电网汲取测试件和测试电路的损耗。测试频率可以在大的范围内(例如40至70Hz)设置，从而可以利用所描述的方法，以其稍后的工作频率对变流器阀进行测试。进行供电的电网的频率在此没有影响。利用本方法，除了所描述的梯形单极电流之外，还可以设置任意形状和幅值的其它电流。电流的增加和幅值可以通过对应的对大电流变压器的初级侧施加的VSC模块的电压来灵活地选择。由此能够获得根据开头提及的IEC标准的大电流测试所需的电流。附图说明根据附图详细说明本发明的实施例。其中：图1示出了合成测试电路的电路图，图2示出了VSC模块的电路图，图3示出了在合成测试电路的仿真中单个测试周期期间的电压和电流的图示，图4示出了变压器的磁滞曲线，图5示出了在合成测试电路的仿真中在不对电压时间面积进行补偿的情况下多个测试周期期间的电压和电流的图示，以及图6示出了在合成测试电路的仿真中在对电压时间面积进行补偿的情况下多个测试周期期间的电压和电流的图示。在所有附图中，对相同的部分设置相同的附图标记。具体实施方式图1示出了例如在用于高压直流传输的变流器中使用的大功率半导体元件11的合成测试电路20的示意性电路图。在图1的左半部分示出了常见的20kV交流电网，其由三相电压源1表示，在图1中通过三个相应地具有120度相移的电压源1以并联的电流路径示出。该20kV交流电网还具有电网阻抗2，其用Zn表示，并且同样在三个并联的电流路径中的每一个中以连接到电压源1的方式示出。在三个电流支路中，接下来的元件是用于下面还要根据图1和图2进一步说明的VSC模块16(电压调节的变流器模块)开始运行的可根据需要连接的可旁路的充电电阻17。该20kV交流电网对高直流电压源21供电，高直流电压源21基于交流电网首先对三相变压器3供电。高直流电压源21具有用Zk表示的换向阻抗4，其以连接到三相变压器3的接线端的方式示出。在该实施例中，高直流电压源21具有不受控的六脉冲整流器5，其作为二极管桥以结构形式B6利用六个二极管构造。在此，其它实施方式当然也可以使用其它整流器，即例如具有更大数量的二极管或者受控的整流器。高直流电压源21在测试运行期间作为VSC模块16的充电系统工作，并且提供直流电压UDC。直流电压UDC经由截止阀6施加到一系列串联连接的VSC模块16。其形成用于下面还要说明的测试运行的实际的高压源28，并且高直流电压源21仅预先对其进行充电。截止阀6在具有标记VB,u的截止方向上作为晶闸管构造，并且在下面还要说明的对VSC模块16的电压测试期间截断直流电压UDC。在该系列的两个VSC模块16之间设置地18，其形成高压回路22(截止阀6和地18之间的VSC模块16)和大电流回路23(地18和高直流电压源21的正极之间的VSC模块16)之间的分离点。VSC模块16由此被分离为高压回路22中的第一系列29和大电流回路23中的第二系列30。在该仅示意性地示出的电路图中，VSC模块16的数量在此不是确定的，不同的实施例可以设置不同的(固定)数量的VSC模块16：在高压回路22中设置数量nVSC,u个VSC模块16，并且在大电流回路23中设置数量nVSC,i个VSC模块16，其中，VSC模块的总数由此为nVSC＝nVSC,u+nVSC,i。经由高压回路22中的系列29的nVSC,u个VSC模块16施加电压UVSC,u，经由大电流回路23中的系列30的nVSC,i个VSC模块16施加电压UVSC,i。示出也用VUT(待测试阀，ValveunderTest)表示的测试件的大功率半导体元件11，在即将描述的电路中在接线端31处连接到高压回路22，方法是其与截止阀6和地18之间的高压回路22中的nVSC,u个VSC模块16经由具有电感LKu的换向扼流圈10并联连接。经由接线端31连接的测试件(在该实施例中为晶闸管)的电路在此包括串联地布置在高压半导体元件11前面的具有电感LVD的饱和节流阀12，其限制电流流动开始时测试件处的电流上升速度，并且通过进入饱和，其电感基本消失。此外，具有电容CK的控制电容器15与测试件和连接在其前面的饱和节流阀12并联连接。在图1中示出的电路图还作为等效电路图示出了与测试件并联连接的电阻13和电容器14，其表示测试件的等效电阻RERS和等效电容CERS。虽然测试件的等效电阻RERS和等效电容CERS在图1中作为真实的部件示出，但是如在等效电路图中常见的，与所描述的其余部件不同，其在实际电路中不存在，而仅仅是测试件的固有特性的代表，用于进行图示和计算。流向换向扼流圈10的电流用IVSC,u表示，流向测试件的电流用IVUT表示，并且施加在测试件的电路上的电压用UVUT表示。大电流回路23中的nVSC,i个VSC模块16经由用VB,i2表示的反向并联的截止晶闸管对8连接到大电流变压器9的初级侧。换句话说：大电流变压器9的初级侧的一个极连接到地18，另一个极经由截止晶闸管对8连接到高压源21的正极。在大电流变压器9的初级侧施加电压u1，这里流过电流i1。大电流变压器9的特征在于与初级侧的线圈相比，次级侧的线圈中的绕组数小，从而虽然在次级侧产生的电压u2较低，但是这里流过的电流i2较大。大电流变压器9的次级侧经由用VB,i2表示的另一个截止晶闸管7在切换方向上连接到测试件的电路，即大电流变压器9的次级侧的一个极又连接到地18，大电流变压器9的另一个极经由截止晶闸管7连接到测试件的电路的进入端，即饱和节流阀12。如已经描述的，总共nVSC个VSC模块16形成合成测试电路20内部的中心元件。其相同地构造。根据图2说明其结构。图2示出了VSC模块16中的一个的电路图。VSC模块16具有用A和B表示的两个外部接线端24，并且在优选实施例中包括四个正常导通的绝缘栅双极晶体管(英语：Insulated-GatebipolarTransistor，缩写为IGBT)25，其分别与一个续流二极管26并联连接，用于在关断时针对过电压进行保护。但是原则上也可以使用其它类型的晶体管。IGBT26以全桥的方式与作为中心元件的具有电容CVSC的电容器27连接，即沿相同的方向串联连接的两个IGBT25相应地沿相同的方向彼此并联连接并且与电容器27并联连接，外部接线端24中的一个布置在两个IGBT25之间。IGBT25表示开关S1…S4，其可以借助未进一步示出的控制电子设备单独进行控制/进行开关。由此，施加在电容器27上的电压UC可以以任意方向连接在A和B之间连接到外部接线端24。因此，根据开关S1…S4、即IGBT25的开关状态，+UC、-UC或者0V施加在接线端24A和B之间。在此，任意的电流方向都是可以的。在下面的表中给出了用于这里描述的应用的VSC模块16的相关开关状态和与开关状态相关联的IGBT26的状态的概览：功能S1S2S3S4旁路(UVSC＝0V)1(0)0(1)1(0)0(1)UVSC＝+UC1001UVSC＝-UC0110未定义0000状态0在此意味着相应的IGBT26的高欧姆状态，状态1意味着相应的IGBT26的低欧姆状态。在第一行中示出了旁路状态的两个交替的状态可能性。(下面使用的对上述表的各个行的参考总是援引在标题行之后开始的编号)。旁路状态将电容器27旁路，使得外部接线端24A-B之间的电压为0V。在随后的行中标出的开关状态使得电容器27的电压以不同的方向施加在外部接线端24A-B上。在该表的最后一行示出的开关状态是未定义的状态，因为IGBT26中的每一个都是高欧姆的。VSC模块16的其余可能的开关状态对于这里示出的应用是无关的。在根据图1和图2描述了合成测试电路20的结构之后，现在下面描述测试方法。在此，还描述图1和图2中的不同的部件的工作方式和交互。如已经描述的，图1左侧区域中的高直流电压源21连接到三相20kV交流电网以及与VSC模块16的串联电路连接。高直流电压源21由此具有与合成测试电路20的中的损耗有关地对VSC模块16充电的任务。在合成测试电路20的启动过程期间，不对VSC模块16的电容器27充电，电容器27由此不可控。申请人在本实施例中使用的VSC模块16具有1.6kV的标称电压和1kA的标称电压。在下面描述的实施例中，设置54个VSC模块16，并且高直流电压源21的电压是50kV。在启动过程中，充电电阻17是活动的，截止阀6被点火，由此基于所描述的结构，VSC模块16的电容器27被充电到电压UC＝UDC/nVSC＝大约920V。一旦在每个VSC模块16中达到大约800V的电压，则VSC模块16的控制电子设备活动，并且VSC模块16的IGBT25作为开关S1…S4可控。由此通过改变已经充电的VSC模块16的极性，使得在对其余VSC模块16充电时其电压与高直流电压源21的电压相加，可以使得VSC模块16逐渐达到希望的标称电压1.6kV。一旦启动过程结束，则将高直流电压源21断开，并且截止阀6进入截止状态。通过大电流回路23中的VSC模块16的控制电子设备的对应的时间控制，大电流变压器9现在可以在其初级侧与处于边界+nVSC,u*1.6kV和-nVSC,u*1.6kV内的任意电压曲线连接并且以1.6kV离散化。其经由控制电子设备的对应的控制产生。(N.B.：这里不描述高压回路22和高压测试的功能，因为其与下面描述的新的方法不相关。)因为使用的IGBT25的标称电流仅仅为1kA，因此大电流变压器9将电流提高到所需的最大值大约6kA。在对VSC模块16充电时，截止晶闸管对8将VSC模块16的电压从大电流变压器9截断。当大电流回路23不活动时，截止晶闸管7将高压回路22的电压从大电流回路23截断。一旦借助大电流回路23中的VSC模块16的控制电子设备的对应的控制，在大电流变压器9的初级回路上施加了正电压，并且测试件被点火，则初级电流i1根据下面的等式开始增大：在此，UVSC,1是大电流回路23中的系列30的nVSC,i个VSC模块16上的电压曲线，Lt是大电流变压器9的短路无功电感，并且R1,R’2(＝变换到初级侧的R2)是大电流变压器9的欧姆电阻。在测试件被点火时，次级电流i2也以i2＝i1*Nt随着初级电流i1增大，其中，Nt是大电流变压器9的匝数比。因为VSC模块16的IGBT25的标称电流仅仅为大约1kA，但是根据开头描述的标准测试所需的电流为大约6kA，因此在本实施例中选择大约6:1的匝数比。图3以曲线图示出了大电流测试的过程中一个测试周期的这种电压和电流曲线。在该曲线图中，在从0至0.01s的时间段上，在自然刻度(左侧)上以-1.1至+1.1倍的总电压(nVSC,i*UVSC)为单位，示出了电压UVSC,i(大电流回路23中的系列30的VSC模块16上的电压)和u1＝u’2(变压器的初级侧的电压或变换到初级侧的变压器的次级侧的电压)。此外，在自然刻度(右侧)上以-1.1至+1.1倍的标称电流为单位，示出了电流i1＝i’2(变压器的初级侧的电流或变换到初级侧的变压器的次级侧的电流)。该曲线图根据仿真确定。所示出的电压曲线UVSC,i通过大电流回路23中的VSC模块16的控制电子设备的控制，由此通过对应的未示出的控制单元对各个开关S1…S4进行的操作而产生。利用该高压曲线，可以对测试件进行全面测试。这根据以0.02s的间距重复的多个相同的测试周期进行。在图3中示出了这些测试周期中的一个。在该测试周期的第一时间阶段，在图3中为0s至大约0.0007s，施加大小为nVSC,i*UVSC的正电压。大电流变压器9的初级侧和次级侧的电流根据上面的等式基本上线性地增大，其中，其在大电流变压器的初级侧上产生小的电压损耗(参见u1的轻微下降的曲线)。一旦达到所希望的最大电流，在本实施例中为右侧刻度上的值1，则VSC模块16切换到旁路状态。这在测试周期的从0.0007s至大约0.0086s的第二时间阶段进行。在该第二时间阶段，UVSC,i＝0V，同时电流在续流路径中流动。然而，由于电阻R1和R’2的消耗，电流在该续流阶段不保持恒定。在经过一定时间之后，在本实施例中在0.0086s，VSC模块16切换为，其对大电流变压器9的初级侧施加与第一时间阶段相反的电压-nVSC,i*UVSC。又根据上面的等式，电流此时基本上线性地下降。一旦大电流变压器9的电流下降到0A，则测试周期结束，并且可以立即或者在经过一定时间之后重复测试周期。然而，如果重复图3中的测试周期，则产生大的电流尖峰的问题，如下面将要根据图5所说明的。该问题由于大电流变压器9的铁芯饱和而产生，由于铁芯饱和，先前示出的描述i1和UVSC,i之间的关系的等式失去其适用性。因此必须避免铁芯饱和。为此，首先详细结合在图3中示出的测试周期详细说明导致该饱和的机制。关于饱和的关键因素是所谓的电压时间面积。根据法拉第电磁感应定律，如下给出初级侧电压u1、磁通Φ、磁感应B和有效变压器铁芯面积AFe之间的关系：磁感应B由此基本上与电压时间面积成比例。此外，根据奥斯特定律，得到大电流变压器9的初级电流、磁场H和有效变压器铁芯长度之间的关系：如果此时观察在图4中示出的铁芯的磁滞曲线，电流尖峰的原因很明显：图4示出了磁感应B和磁场H之间的关系的原理图。图4示出了本领域技术人员已知的磁滞曲线。磁感应B与电压时间面积成比例。如果电压时间面积超过特定值，则大电流变压器9中的初级电流开始非常快速地上升。这是铁芯的饱和造成的。为了避免饱和，必须在运行期间将建立的电压时间面积通过对应的负的电压时间面积抵消。这对于正弦形的电压和电流没有问题，因为在正和负电压时间面积之间总是给出平衡状态。但是在图1中示出的测试电路20中产生如下问题：在次级侧仅允许一个方向上的电流，因为测试件具有阀特性。电阻R1和R’2上的电压损耗由此总是仅具有一个方向，即使VSC模块16的电压UVSC,i在第三时间阶段中具有与第一时间阶段中的正的电压时间面积对应的负的电压时间面积，图3中的变压器的初级侧u1的电压时间面积在正和负方向上也不抵消。根据图3很明显，在第一时间阶段中的正电压UVSC,i期间，初级侧的欧姆电压损耗i1*(R1+R’2)使有效电压时间面积减小。对于第三时间阶段中的VSC模块16的负电压UVSC,i，欧姆电压损耗使(负的)电压时间面积增大，因为电流总是在正方向上流动，而仅电压变负。由此，负有效电压时间面积总是大于正有效电压时间面积。现在，图5示出了与图3类似的图，但是一方面在时间上进行了扩展，在时间刻度上从1.14s延伸到1.26s，以及在电压(左侧刻度)和电流(右侧刻度)方面，以图3为单位从-8至1。图5示出了根据仿真当从时刻0s起以0.02s的间隔不断重复在图3中示出的测试周期时的情形，如对测试件的大电流测试所需要的。在图5中示出的时间段中(在大约1.2s之后)，铁芯开始进入饱和。大电流变压器9的初级电流i1开始取极其大的负值。在图5中示出的最后一个测试周期中，其取大于-7的值。为了避免大电流变压器9由于不对称操作而产生的这种示出的铁芯饱和，需要一种方法，抵消和补偿电压时间面积。为此，使用在图6中示出的新的方法。在图5中，每个测试周期包括以下相继的时间阶段：-在VSC模块16上为正电压(上面的表的第二行的开关状态)-在VSC模块16上为零电压(上面的表的第一行的开关状态“旁路”)-在VSC模块16上为负电压(上面的表的第三行的开关状态)现在，如下设计在这里描述的新颖的方法中选择的、使得能够对电压时间面积进行补偿的时间阶段的经过：-在VSC模块16上为正电压(上面的表的第二行的开关状态)-在VSC模块16上为零电压(上面的表的第一行的开关状态“旁路”)-在VSC模块16上为负电压(上面的表的第三行的开关状态)-在VSC模块16上没有定义的电压(上面的表的最后一行的开关状态)在本实施例中紧接在应用负电压之后的测试周期的最后的新添加的时间阶段，使得能够对大电流变压器6的铁芯中的电压时间面积自动进行补偿。在此，分配该未定义的状态的时间阶段的长度，使得在大电流变压器9中建立的磁通完全消退。在图6中示出了所描述的新的测试周期，其在刻度方面与图4相同地设计，但是这里在大于10s之后对以0.02s重复的测试周期进行了仿真。时间轴的刻度相应地在10s和10.06s之间移动。如可以看到的，即使在10s之后的多个测试周期之后，也没有看到过大的电流。即使没有正电压主动施加在大电流变压器9的初级侧，铁芯的磁化也通过未定义的开关状态产生小的负初级电流，其流过相应的IGBT25的续流二极管26，由此在大电流变压器9的初级侧形成正电压(参见在第三时间阶段之后不久的电压尖峰UVSC,i)。所描述的现象基于如下的基本物理原理：在物理系统中，唯一的稳定状态是所有物理参量处于平衡状态时的状态。为了达到该稳定状态，所有物理系统力求达到能量最小状态。通过VSC模块16的未定义的状态，对大电流变压器9赋予了达到该能量最小状态并且补偿电压时间面积的可能性。附图标记列表1三相电压源2电网阻抗3三相变压器4换向阻抗5六脉冲整流器6截止阀7截止晶闸管8截止晶闸管对9大电流变压器10换向扼流圈11大功率半导体元件12饱和节流阀13电阻14电容器15控制电容器16VSC模块17充电电阻18地20合成测试电路21高直流电压源22高压回路23大电流回路24接线端25IGBT26续流二极管27电容器28高压源29第一系列30第二系列31接线端当前第1页1 2 3