一种六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路的制作方法

本实用新型涉及一种六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路，属微逆变器
技术领域：
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背景技术：
：微逆变器因其多发电量、易扩展、低成本、热插拔和模块化设计的优点，逐渐成为未来分布式光伏逆变器的趋势。然而，在分布式发电系统中，光伏组件由于MPPT控制产生恒定的输入功率，而传输到电网的功率却含有两倍工频的功率脉动，两者的瞬时值不一致。故传统微逆变器均采用电解电容器实现逆变器的瞬时输入输出功率的平衡。如此，相对5-10万小时寿命的半导体器件和无源元件来说，电解电容器寿命小于1万小时，成为限制微逆变器稳定性和使用寿命的关键。因此，研究无电解电容的微逆变器技术成为提高微逆变器性能和使用寿命的优选技术方案，也是众多学者的重要研究方向之一。所谓无电解电容微逆变器技术，即采用由功率开关和无源器件组成的电力电子功率耦合电路代替传统的电解电容器实现能量缓冲功能。按照功率耦合电路接入点的不同大致分为直流输入侧型、DC-link中间侧型、交流输出侧型和三端口解耦型四种类型。直流输入侧功率耦合技术通常适用于单级并网微逆变器。日本东京都立大学的Shimizu教授等提出了带功率耦合电路的反激光伏并网逆变器，当逆变器输入功率大于输出功率时，解耦电容通过变压器原边励磁电感充电，当逆变器输入功率小于输出功率时，解耦电容放电给励磁电感补充能量。美国华盛顿大学的B.J.Pierquet教授等提出一种将功率耦合电路串联在光伏整列和微逆变器之间，构成两级微逆变器结构，如此便于单独控制能量存储电压和波动，避免使用电解电容器，而且保持了微逆变器的无功传输功能。然而，虽然单级微逆变器只有一级结构，但系统的MPPT、孤岛检测以及功率耦合控制较为复杂，系统的升压比低，光伏直流输出电压高，且耦合电容值仍然较大。在多级微逆变器中，由于中间直流侧电压含有较高电压，故通常采用DC-link中间侧型的功率耦合技术，此时为了降低耦合电容值，允许直流侧电压波动较大。英国剑桥大学的G.A.J.Amaratunga等提出了一种由移相全桥电路、Buck电路及全桥逆变器构成的三级结构微型光伏并网逆变器。其中移相全桥电路实现升压和MPPT功能，Buck电路产生正弦半波电流，最后一级电路产生正弦注入电流。该拓扑结构通过同步控制直流母线前后不同的电路，以保证能量守恒和稳定的母线电压，从而实现输入功率和输出功率的平衡。而交流侧耦合技术是将耦合电容并接在交流侧，由于其电压较大且为交流电压，故解耦电容可以有效减少。美国亚利桑那州立大学的B.S.Wang等提出一种双向交交变频式微逆变器拓扑，由六个双向开关组成的三相电流源型变流器实现交流侧并网连接，其中两相与电网连接，另外一相通过耦合电容与电网连接，实现功率的双向流动和能量缓冲，可大大减少耦合电容。对于三端口功率耦合技术，即是把三端口变换器中的一个端口用于实现最大功率点跟踪，另一个端口实现功率解耦，第三端口实现并网。南京航空航天大学的胡海兵教授等研究了一种具有功率解耦功能的三端口反激式单级光伏微型逆变器，在传统的反激电路上，通过增加一个开关和一组原边绕组所构成的第3个端口以实现功率解耦，功率解耦电容同时用作功率存储元件和漏感能量吸收缓冲电路，可减少功率损耗，提高效率。国立台湾大学的电能处理研究组也提出一种带有源功率耦合电路的三端口反激式单级光伏微逆变器，通过增加一组负边绕组和一个四象限运行的桥式变流器构成的功率解耦端口，大大简化了交流并网端口的控制系统设计。美国伊利诺伊大学的Krein,P.T教授等提出一种交流连接的三端口微逆变器结构，将在变压器交流侧端口增加一组绕组和桥式变流器构成功率耦合电路。这些三端口光伏微逆变器利用变压器绕组使电容电压及电压纹波可以有很大的提高，可大幅度减少耦合电容值。技术实现要素：本实用新型的目的是，为了代替电解电容器实现微逆变器的功率耦合功能，本实用新型提出一种六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路。实现本实用新型的技术方案如下，一种六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路，由六个开关管T1-T6、六个二极管D1-D6、两个耦合电容Cd1、Cd1和一个电感L构成。其中第一开关管T1和第一二极管D1，第二开关管T2和第二二极管D2，第三开关管T3和第三二极管D3，第四开关管T4和第四二极管D4，第五开关管T5和第五二极管D5以及第六开关管T6和第六二极管D6均为反并联连接；所述第一开关管T1与第二开关管T2的集电极相连，第三开关管T3与第四开关管T4的发射极相连，构成两条串联支路，这两条支路并联后分别在第一开关管T1的发射极跟第三开关管T3的集电极之间连接第二电容Cd2；第一开关管T1的发射极连接第二电容Cd2的负端，第三开关管T3的集电极连接第二电容Cd2的正端；第二开关管T2的发射极与第四开关管T4的集电极连接在一起与电感L上端连接；电感L的下端连接逆变器输出侧；第五开关管T5和第六开关管T6的同向并联；第五开关管T5与第六开关管T6的集电极分别连接电感的上下两端；第五开关管T5的发射极连接第一电容Cd1的负端，第六开关管T6的发射极连接第一电容Cd1的正端；根据逆变器输出电压极性以及耦合电路吸收/释放能量，功率耦合电路可分为四种工作模式，分别是工作模式1：逆变器输出电压为正，耦合电路吸收能量；工作模式2：逆变器输出电压为正，耦合电路释放能量；工作模式3：逆变器输出电压为负，耦合电路吸收能量；工作模式4：逆变器输出电压为负，耦合电路释放能量。所述工作模式1，当功率耦合电路在工作模式1时，输入电压为正，耦合电路吸收能量，第一电容Cd1电压升高；第一二极管D1、第五二极管D5导通，第一开关管T1、第五开关管T5关断，第四开关管T4、第三开关管T3关断，第六开关管T6导通，第二开关管T2为主控开关；调节第二开关管T2的驱动信号占空比，可调节耦合电路吸收的能量大小，此时第一电容Cd1电压上升；第二开关管T2开通时，电流id流通路径为电源正-第一二极管D1-第二开关管T2-电感L-电源负；第二开关管T2断开时，电流id流通路径为电感L-第六开关管T6-第一电容Cd1-第五二极管D5-电感L。所述工作模式2，当功率耦合电路在工作模式2时，输入电压为正，耦合电路释放能量，第一电容Cd1电压降低；第二二极管D2、第六二极管D6导通，第二开关管T2、第六开关管T6关断，第四开关管T4、第三开关管T3关断，第一开关管T1导通，第五开关管T5为主控开关；调节第五开关管T5的驱动信号占空比可调节耦合电路释放的能量大小，此时第一电容Cd1电压下降；第五开关管T5开通时，电流id流通路径为第一电容Cd1正-第六二极管D6-电感L–第五开关管T5-第一电容Cd1负；第二开关管T2断开时，电流id流通路径为电感L-第二二极管D2-第一开关管T1-电源正-电源负-电感L。所述工作模式3，当功率耦合电路在工作模式3时，输入电压为负，耦合电路吸收能量，第二电容Cd2电压升高；第二二极管D2、第三二极管D3导通，第二开关管T2、第三开关管T3关断，第五开关管T5、第六开关管T6关断，第一开关管T1导通，第四开关管T4为主控开关；调节第四开关管T4的驱动信号，占空比可调节耦合电路吸收的能量大小，此时第二电容Cd2电压升高，极性与输入电压一致，第四开关管T4开通时，电流id流通路径为第一电容Cd1正-第六二极管D6-电感L–第四开关管T4-电容Cd1负；第四开关管T4断开时，电流id流通路径为电感L-第二二极管D2-第一开关管T1-电源正-电源负-电感L。所述工作模式4，当功率耦合电路在工作模式4时，输入电压为负，耦合电路释放能量，第二电容Cd2电压降低；第一二极管D1、第四二极管D4导通，第一开关管T1、第四开关管T4关断，第五开关管T5、第六开关管T6关断，第二开关管T2导通，第三开关管T3为主控开关；调节第三开关管T3的驱动信号占空比可调节耦合电路释放的能量大小，此时第二电容Cd2电压下降，极性与输入电压一致，第三开关管T3开通时，电流id流通路径为第二电容Cd2正-第三开关管T3-第四二极管D4-电感L–第二电容Cd2负，第三开关管T3断开时，电流id流通路径为电感L-电源负-电源正-第一二极管D1-第二开关管T2-电感L。所述功率耦合电路并联接入在逆变器的交流输出端，代替电解电容器实现功率耦合功能。本实用新型的有益效果是，本实用新型将功率解耦电路并联在逆变器的交流输出侧，逆变器的电路结构简单，解耦电路和逆变电路可独立控制；采用本实用新型提出的功率耦合电路实现功率平衡，可实现无电解电容，延长逆变器的使用寿命。本实用新型中逆变单元与解耦单元总共仅需10个开关管，与以往交流侧功率解耦方案比较，功率解耦单元与逆变单元集成在一起，总共需要6个双向开关管，即12个单向开关，本实用新型降低了成本。本实用新型主电路设计为常见的两级式电压源型拓扑，由于解耦单元独立于主电路外，不需要改造逆变器的电路结构。附图说明图1为六开关功率解耦电路；图2为基于六开关功率解耦电路的无电解电容微逆变器结构以及功率关系；图3为功率耦合电路在工作模式1时吸收能量示意图；图4为功率耦合电路在工作模式2时释放能量示意图；图5为功率耦合电路在工作模式3时吸收能量示意图；图6为功率耦合电路在工作模式4时释放能量示意图；图7为各开关脉冲控制的matlab仿真结果示意图；图8为母线电容电压Udc与输入电流Idc仿真波形；图8(a)为解耦电路未投入工作时的母线电容电压Udc与输入电流Idc仿真波形，图8(b)为解耦电路投入工作时的母线电容电压Udc与输入电流Idc仿真波形；图9为电网电压vg，电流ig仿真波形；图9(a)为解耦电路未工作时电网电压vg，电流ig仿真波形，图9(b)为解耦电路工作时电网电压vg，电流ig仿真波形；图10为网侧电流谐波分析，图10(a)为解耦电路未工作时的网侧电流谐波分析示意图，图10(b)为解耦电路工作时的网侧电流谐波分析示意图；图11为解耦电路关键波形；图11(a)为解耦电容电压Ud1和Ud2仿真波形；图11(b)为解耦电感电流id波形；图12为解耦电流与逆变器桥驱动脉冲；图中，T1为第一开关管；T2为第二开关管；T3为第三开关管；T4为第四开关管；T5为第五开关管；T6为第六开关管；D1为第一二极管；D2为第二二极管；D3为第三二极管；D4为第四二极管；D5为第五二极管；D6第六二极管；L为电感；Cd1为第一电容；Cd1为第二电容；Po为微逆变器的输出功率；PI为直流侧输入功率；Pc为功率耦合电路的耦合功率；Udc为逆变器直流侧电压；Idc为逆变器直流侧电流；vo为逆变器交流输出侧电压；vg为电网电压；ig为微逆变向电网的注入电流。具体实施方式本实用新型的具体实施方式如图1所示。本实施一种六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路，由六个开关管T1-T6、六个二极管D1-D6、两个耦合电容Cd1、Cd1和一个电感L构成。其中第一开关管T1和第一二极管D1，第二开关管T2和第二二极管D2，第三开关管T3和第三二极管D3，第四开关管T4和第四二极管D4，第五开关管T5和第五二极管D5以及第六开关管T6和第六二极管D6均为反并联连接；所述第一开关管T1与第二开关管T2的集电极相连，第三开关管T3与第四开关管T4的发射极相连，构成两条串联支路，这两条支路并联后分别在第一开关管T1的发射极跟第三开关管T3的集电极之间连接第二电容Cd2；第一开关管T1的发射极连接第二电容Cd2的负端，第三开关管T3的集电极连接第二电容Cd2的正端；第二开关管T2的发射极与第四开关管T4的集电极连接在一起与电感L上端连接；电感L的下端连接逆变器输出侧；第五开关管T5和第六开关管T6的同向并联；第五开关管T5与第六开关管T6的集电极分别连接电感的上下两端；第五开关管T5的发射极连接第一电容Cd1的负端，第六开关管T6的发射极连接第一电容Cd1的正端。只有当串联的两个开关管都关断时，串联支路才完全断开。通过对两条串联支路的控制可以调节电感L对电容的充电路线，从而改变功率耦合电路的等效电路，实现能量的缓冲。基于六开关功率解耦电路的无电解电容微逆变器结构以及功率关系如图2所示，图中微逆变器主要由逆变器和功率耦合电路组成。逆变器采用常见的电压源逆变器结构，功率解耦电路采用本实用新型的电路结构，功率解耦电路与逆变器交流输出侧并联连接，电感L和电容C为滤波电感和电容。图中Udc为逆变器直流侧电压，Idc为逆变器直流侧电流，vo为逆变器交流输出侧电压，vg为电网电压，ig为微逆变向电网的注入电流。PI为直流侧输入功率，是恒定不变的；Po为微逆变器的输出功率，其平均值与PI大小相等，但输出瞬时功率却为正弦变化的，频率为电网频率的2倍；Pc为功率耦合电路的耦合功率。因此，直流侧输入功率与逆变器输出功率瞬时值是不平衡的，采用本实用新型利提出的功率耦合电路实现功率平衡，可实现无电解电容，延长逆变器的使用寿命。根据逆变器输出电压极性以及耦合电路吸收/释放能量，功率耦合电路可分为四种工作模式，分别是工作模式1：逆变器输出电压为正，耦合电路吸收能量；工作模式2：逆变器输出电压为正，耦合电路释放能量；工作模式3：逆变器输出电压为负，耦合电路吸收能量；工作模式4：逆变器输出电压为负，耦合电路释放能量。所述工作模式1，当功率耦合电路在工作模式1时，输入电压为正，耦合电路吸收能量，第一电容Cd1电压升高，其等效电路以及电流流通路径如图3所示。如图3所示，第一二极管D1、第五二极管D5导通，第一开关管T1、第五开关管T5关断，第四开关管T4、第三开关管T3关断，第六开关管T6导通，第二开关管T2为主控开关；调节第二开关管T2的驱动信号占空比，可调节耦合电路吸收的能量大小，此时第一电容Cd1电压上升；第二开关管T2开通时，电流id流通路径为电源正-第一二极管D1-第二开关管T2-电感L-电源负；第二开关管T2断开时，电流id流通路径为电感L-第六开关管T6-第一电容Cd1-第五二极管D5-电感L。由于输入输出电压方向相反，则其等效工作电路为buck-boost电路。所述工作模式2，当功率耦合电路在工作模式2时，输入电压为正，耦合电路释放能量，第一电容Cd1电压降低，其等效电路以及电流流通路径如图4所示。如图4所示，第二二极管D2、第六二极管D6导通，第二开关管T2、第六开关管T6关断，第四开关管T4、第三开关管T3关断，第一开关管T1导通，第五开关管T5为主控开关；调节第五开关管T5的驱动信号占空比可调节耦合电路释放的能量大小，此时第一电容Cd1电压下降；第五开关管T5开通时，电流id流通路径为第一电容Cd1正-第六二极管D6-电感L–第五开关管T5-第一电容Cd1负；第二开关管T2断开时，电流id流通路径为电感L-第二二极管D2-第一开关管T1-电源正-电源负-电感L。由于输入输出电压方向相反，则其等效工作电路也为buck-boost电路。所述工作模式3，当功率耦合电路在工作模式3时，输入电压为负，耦合电路吸收能量，第二电容Cd2电压升高，其等效电路以及电流流通路径如图5所示。如图5所示，第二二极管D2、第三二极管D3导通，第二开关管T2、第三开关管T3关断，第五开关管T5、第六开关管T6关断，第一开关管T1导通，第四开关管T4为主控开关；调节第四开关管T4的驱动信号，占空比可调节耦合电路吸收的能量大小，此时第二电容Cd2电压升高，极性与输入电压一致，其等效为Boost电路。第四开关管T4开通时，电流id流通路径为第一电容Cd1正-第六二极管D6-电感L–第四开关管T4-电容Cd1负；第四开关管T4断开时，电流id流通路径为电感L-第二二极管D2-第一开关管T1-电源正-电源负-电感L。所述工作模式4，当功率耦合电路在工作模式4时，输入电压为负，耦合电路释放能量，第二电容Cd2电压降低，其等效电路以及电流流通路径如图6所示。如图6所示，第一二极管D1、第四二极管D4导通，第一开关管T1、第四开关管T4关断，第五开关管T5、第六开关管T6关断，第二开关管T2导通，第三开关管T3为主控开关；调节第三开关管T3的驱动信号占空比可调节耦合电路释放的能量大小，此时第二电容Cd2电压下降，极性与输入电压一致，其等效为Buck电路。第三开关管T3开通时，电流id流通路径为第二电容Cd2正-第三开关管T3-第四二极管D4-电感L–第二电容Cd2负，第三开关管T3断开时，电流id流通路径为电感L-电源负-电源正-第一二极管D1-第二开关管T2-电感L。综上所述，每种工作模式下的各个开关的状态如表1所示。表1各工作模式的开关状态表T1T2T3T4T5T6模式101/00001模式210001/00模式31/000100模式4011/0000表中说明每一种工作模式下，仅有一个开关处于可控状态，其余开关则保持固定状态。各开关状态与电网电压极性、解耦电路吸收或释放能量有关。图7所示为一个电网周期内第一开关管T1-第六开关管T6的控制信号波形图。由工作模式1为例，此时工作在Boost模式下，T2作为主控开关控制解耦电路吸收能量，此时T1，T3，T4，T5处于断开状态，T6处于导通状态。通过图11的各开关脉冲控制的仿真结果可以看出式(1)开关逻辑公式符合工作模式A的要求。将仿真结果与电路拓扑的工作模式2，工作模式3，工作模式4的开关状态逐步对照分析可以发现，每个工作模式下开关管工作与理论分析相符合。为验证上述理论分析，用MATLAB软件在500W的系统上对电路工作原理进行仿真验证，设计额定输出功率500W，直流输入电压360V，解耦电容平均电压485V，振幅200V，根据式(1)可以计算所需的电容为16uF式(1)中，ω表示电网角频率，Uav表示解耦电容电压平均值，△U＝UH-UL，表示解耦电容电压纹波幅值。其它仿真参数如表2所示。表2仿真参数电路参数符号参考值电路参数符号参考值额定功率Pn500W解耦电容2Cd216uF输入电压Uin100V滤波电感Lf20mF母线电压Udc360V输出频率f50Hz母线电容Cb70uFBoost开关频率fb50KHz解耦电路电感Ld100uHH桥开关频率fH20KHz解耦电容1Cd116uF解耦电路开关频率fd20KHz图8(a)为解耦电路未投入工作时，逆变器母线电容电压Udc和输入电流Idc，其电压二次纹波高达130V，输入电流二次纹波约3A；图8(b)为解耦电路投入工作时的母线电容电压和输入电流，电压二次纹波仅为20V，输入电流二次纹波约1.2A。本方案中解耦电路对二次纹波抑制效果显著，稳定的输入电流有利于提高MPPT的追踪性能，提升光伏利用率，稳定的母线电流有利于降低并网电流THD。图9分别是解耦电路未工作和工作时的网侧电压vg和电流波形ig，两幅图中并网电流与电网电压都保持同相位。图9(a)中解耦电路未工作时并网电流发生轻微畸变；图9(b)中解耦电路工作时，并网电流波形良好。图10为并网电流的THD，图10(a)解耦电路未工作时，并网电流THD为9.86％；图10(b)中并网电流THD为4.04％，小于5％，符合并网标准。图11(a)是解耦电容电压Ud1，Ud2的仿真波形，解耦电容Cd1，Cd2各工作半个工频周期；图11(b)是解耦电感电流id的仿真波形，黑色包络线表示解耦电感电流峰值给定值Idref，除电网电压过零点时刻(t＝0.01K，K＝0，1，2…)附近，其余时间内，电感电流基本正好到达Idref再下降，因为根据SPWM调制的特点，逆变桥驱动脉冲的脉宽按正弦变化，逆变桥在每个开关周期内导通的时间有脉宽决定，电压过零点附近的逆变桥驱动脉冲的脉宽为tpulse＝maTssin(0.01ωK+τ)(2)式(2)中，ma是调制度，Ts是逆变桥开关频率，τ表示电压过零点时刻到附近任意时刻的时间差，τ极小，所以电压过零点附近tpulse非常小，解耦电路在这段时间内可能无法缓冲足够的能量，但从图8，9的效果看，这对解耦电路性能的影响是非常小的。图12显示了解耦电感电流与逆变器驱动脉冲之间的关系，当解耦电路实现完全解耦，解耦电感电流会先于逆变桥的驱动脉冲结束前下降到零。当前第1页1 2 3