切换边界模式交错功率转换器的数字控制的制作方法
相关专利申请
本申请要求于2017年8月9日提交的美国临时专利申请62/543,235的优先权，该申请的全部内容出于所有目的据此以引用方式并入本文。
本公开涉及功率转换器，并且更具体地讲，涉及交错边界模式功率转换器的控制。
背景技术：
功率转换器以及具体地讲切换模式功率转换器用于多种应用以提供ac/dc和dc/dc转换。例如，切换模式功率转换器(也称为切换模式电源(smps))广泛用于计算机和移动电话电源单元，以从典型的120v/240vac电源提供必要的工作电压。
设计功率转换器时所关注的典型项目涉及转换效率和成本。应当显而易见的是，应最小化功率损耗以提高转换器的总体效率并且还减少热量的生成，该热量可能难以根据设计和各自的应用而消散。
已知在边界传导模式或短“边界模式”(bcm)下操作切换模式功率转换器。与ccm(连续传导模式)中的连续操作不同，在边界传导模式中，其旨在在没有或没有实质性电流流过开关时操作功率转换器的开关。这种操作模式减少了切换损耗，并且还允许在升压切换模式功率转换器设置中使用成本较低的部件，例如成本较低的升压二极管，这是由于没有反向恢复损耗。此外，考虑到输入电流遵循输入电压波形，bcm还允许功率因数校正(pfc)。
bcm的副作用是转换器固有地使用可变切换频率。该频率主要取决于所选择的输出电压、输入电压的瞬时值、所使用的储能的参数(例如电感或电容)、以及递送至负载的输出功率。最低频率发生在正弦线电压的峰值处。
当要转换较高的电流时，使用交错功率转换器。这些类型的功率转换器包括通常彼此平行布置的多个级/电路。在本发明的上下文中，术语“交错”是指多个电路异相操作。例如，在具有两级的交错功率转换器中，该级通常以异相180度运行，即，切换循环的一半是异相的。交错功率转换器具有导致输入电流变化/纹波较少并因此导致较少的电磁干扰问题的优点。
在边界传导模式下操作交错功率转换器的问题在于，切换频率高且可变，在每个循环中都有频率变化。即使是两个相邻的切换循环都不具有相同的循环周期t，因为输入电压正在变化。因此，在多个级之间保持上述相移是复杂的。
技术实现要素：
因此，存在这样的目的，即，提供一种用于交错切换模式功率转换的有效电路布置和方法，该电路布置和方法允许在边界传导模式下操作。
该目的通过电路布置、信号处理器和用于交错切换边界模式功率转换的方法来解决。从属权利要求以及以下描述包含本发明的各种实施方案。
在一个方面，提供了用于交错切换边界模式功率转换的电路布置，其包括用于接收来自电源的输入电压的至少输入端、向负载提供输出电压的输出端、第一交错电路、一个或多个辅助交错电路、以及信号处理器。根据该方面，第一交错电路包括至少第一储能设备和第一可控切换设备。一个或多个辅助交错电路各自包括至少辅助储能设备和辅助可控切换设备。信号处理器连接到可控切换设备并且包括被配置用于第一可控切换设备的循环/复发零电流切换操作的至少第一切换循环控制器；以及被配置用于所述辅助可控切换设备的循环/复发零电流切换操作的一个或多个辅助切换循环控制器。
信号处理器被配置为在给定的切换循环中控制辅助可控切换设备中的每一个辅助可控切换设备的导通时间段以对应于第一可控切换设备的导通时间段，并且控制第一切换控制器和一个或多个辅助切换控制器的导通时间段之间的相位，使得在给定的切换循环内分布导通时间段以减小输入端处的总体电流纹波。
本发明的基本构思是允许在边界传导模式下操作交错切换模式功率转换器。如本发明的发明人确信的，在这种具体类型的功率转换器中，除了保持交错操作的相位要求之外，还必须提供零电流切换以允许边界传导模式操作。为了利用有效的电路设置来满足这些要求，本发明提出控制切换设备以在给定切换循环中以对应的或“匹配的”导通时间段进行操作。
附图说明
通过以下对各种实施方案的讨论，本发明的上述和其他目的、特征和优点将变得显而易见。在附图中，
图1示出了用于切换边界传导模式(bcm)功率转换的电路布置的实施方案的示意性框图；
图2示出了示例性示意pwm切换循环中的电感器电流il的图示；
图3示出了在ac输入电压vin的整个循环期间交错电路ilcn的操作的图示；
图4示出了图1的电路布置的交错操作的时序图；
图5示出了用于交错切换边界模式功率转换的电路布置的另一个实施方案；
图6示出了处于相位更新模式的数字信号处理器的操作的时序图；
图7示出了被配置用于pwm同步模式的数字信号处理器的实施方案的框图；
图8示出了图7的实施方案的时序图；
图9示出了数字信号处理器的另一个实施方案的示意性框图；
图10示出了数字信号处理器的另一个实施方案的示意性框图；并且
图11示出了图10的实施方案的更详细示意性框图。
具体实施方式
本专利申请中描述的技术特征可用于构造电路布置和集成电路设备的各种实施方案。讨论了本发明的一些实施方案以便使得本领域的技术人员能够制造和使用本发明。
如前面所讨论，并且在一个方面，提供了用于交错切换边界模式功率转换的电路布置，其包括用于接收来自电源的输入电压的至少输入端、向负载提供输出电压的输出端、第一交错电路、一个或多个辅助交错电路、以及信号处理器。
根据该方面，第一交错电路包括至少第一储能设备和第一可控切换设备。一个或多个辅助交错电路各自包括至少辅助储能设备和辅助可控切换设备。信号处理器连接到可控切换设备并且包括被配置用于第一可控切换设备的循环/复发零电流切换操作的至少第一切换循环控制器；以及被配置用于所述辅助可控切换设备的循环/复发零电流切换操作的一个或多个辅助切换循环控制器。
信号处理器被配置为在给定的切换循环中控制辅助可控切换设备中的每一个辅助可控切换设备的导通时间段以对应于第一可控切换设备的导通时间段，并且控制第一切换控制器和一个或多个辅助切换控制器的导通时间段之间的相位，使得在给定的切换循环内分布导通时间段以减小输入端处的总体电流纹波。
在本讨论的上下文中，术语“切换边界模式功率转换”被理解为在边界传导模式(bcm)下的切换模式电力转换。相应的转换器电路包括至少储能设备和切换设备，用于暂时存储输入能量，然后以不同的电压将该能量释放到输出端。
在一些实施方案中，与电路中的总电阻相比，储能设备诸如电感器的值可被选择为较大。电阻(r)可以电感器电阻、切换设备电阻、滤波器电阻、板迹线电阻等形式存在。在一些实施方案中，电感器电流遵循基于导通时间期间电流的最终值的路径，如if*e^(-t/ζ)，其中if＝vin/r，ζ＝l/r。如果ζ较大，则电感器电流将显示为直线。提高ζ值的一种方法是通过使用有效的开关和电感器来减小电阻(r)值。在关闭时间期间，除其他电阻之外，负载电阻还有助于r。在一些实施方案中，l的值可通过输入电压、负载范围和切换频率限制来设置。
在bcm中，当通过储能设备的电流恢复为零(在连续传导(ccm)和不连续传导模式(dcm)边界处)时，启动新的切换周期。
交错功率转换和相应交错功率转换器被理解为使用在下文中被称为“交错电路”的多个级，这些级异相操作。例如，在具有两个交错电路的交错功率转换器中，电路通常以异相180度运行。在本发明的上下文中，“交错电路”包括至少储能设备和可控切换设备。通常，交错电路彼此并联连接。
在本发明的上下文中，“储能设备”被理解为用于至少暂时地储存电能的设备。例如，储能设备可包括一个或多个电感器/电感和/或一个或多个电容器/电容。
在本发明的上下文中，“可控切换设备”可为任何合适的类型以控制电流。切换设备可包括例如一个或多个半导体开关，诸如双极晶体管、场效应晶体管、mosfet、igbt、sic、gan等。
根据本方面，电路布置包括信号处理器。在此上下文中，信号处理器被理解为允许例如根据脉宽调制(pwm)以khz范围内的频率对切换设备进行循环控制的设备。在一些示例中，信号处理器被配置为以大约500khz的频率控制pwm中的开关。在一些实施方案中，信号处理器是数字信号处理器(dsp)，例如具有pwm单元、adc等的dsp。dsp架构有利于更快地执行用于零电流点检测的指令。
根据本方面的信号处理器包括至少第一切换循环控制器和一个或多个辅助切换循环控制器，该切换循环控制器被配置用于零电流切换。在此上下文中，“零电流切换”被理解为当没有或仅有例如小于100μa的小电流流动时控制切换设备。如将显而易见的，考虑到电路布置被配置用于边界传导模式操作，零电流切换具体地涉及从切换设备的关闭状态(即，非传导状态)到导通状态(即，没有或仅有小电流流动时的切换设备的导电状态)的控制。
在本说明的上下文中，储能设备的“零电流点”被理解为储能设备在充电/放电循环(本文也称为“切换循环”)之后完全放电的时间点。
“中间循环”时间对应于切换循环周期的一半，并且因此是在储能设备的两个后续零电流点之间等距间隔的每个切换循环中的时间点。
根据本方面，该信号处理器被配置为在给定切换循环中控制该辅助可控切换设备中的每一个辅助可控切换设备的导通时间段以对应于该第一可控切换设备的导通时间段。因此，切换设备中的每一个切换设备被控制为导电的切换循环的时间段至少基本上匹配，即基本上相同。在此上下文中，术语“基本上”被理解为包括几纳秒的导通时间段中的轻微偏差。多个交错电路的切换时间段的偏差可在约100纳秒的范围内。
在此上下文中，“切换循环”被理解为相应可控切换设备的组合时间被设置为导电的(即处于导通状态)，并且可控切换设备随后被设置为非导电的，即处于关闭状态。在pwm控制的情况下，切换循环对应于pwm循环时间t。
根据本方面，信号处理器还被配置为控制第一切换控制器和一个或多个辅助切换控制器的导通时间段之间的相位，使得在给定的切换循环内分布导通时间段。
如将显而易见的，这将“均衡”电流输入，从而减小输入端处的总体电流纹波并因此减少电磁干扰效应。
在一些实施方案中，在给定的切换循环内均匀分布导通时间段，这提供了总体电流纹波的特别有益的减小。然而，应当注意，导通时间段的任何分布，即，避免同时具有所有可控切换设备的导通时间段，将减小总体电流纹波。
在一些实施方案中，导通时间段之间的相位被设置为对应于((n-1))/n*360，其中n是交错电路的总数，并且n是相应的辅助交错电路的索引数。因此，对于给定的辅助交错电路n，相应相位可被确定为
例如，给定总计n＝3个交错电路，第一辅助交错电路即电路n＝2的相位为120度，而第二辅助交错电路(即，电路n＝3)的相位为240度。应当注意，本文中的术语“相位”涉及延迟，与时间相比，相应的辅助交错电路的可控切换设备被设置为导通状态，第一交错电路的可控切换设备被设置为导通状态。角相位在切换循环(例如，在pwm中，具有时间t的pwm循环)内定义。
现在将参考附图，其中将给出实施方案的各种元件的数字标号，并且将在其中讨论另外的实施方案。
对于部件、模块、单元、设备、区段、部分、过程步骤和其他元件的特定参考并非旨在进行限制。另外，应当理解，在参考替代的附图时，相似的部分具有相同或类似的附图标号。还应当注意，附图为示意性的并且用于给本领域的读者提供指导，并且不一定是按比例绘制。相反，在附图中示出的各种绘图比例、纵横比和部件的数目可能有意被变形以让某些特征或关系更易于理解。
图1示出了用于切换边界传导模式(bcm)功率转换的电路布置的实施方案的示意性框图(即，在本实施方案中，为切换模式升压转换器电路1)。
升压转换器电路1包括输入或输入级2，该输入或输入级被配置为连接到典型的电源连接，例如，在110v，60hz或240v，50hz处。桥整流器3被设置在输入2处以获得正半波。声压转换器电路1还包括第一交错电路ilc1和多个辅助交错电路ilc2、…到ilcn，彼此并联连接并且各自包括呈电感器ln、mosfet切换设备sn和反激二极管dn形式的储能设备，其中索引n是指相应的交错电路ilc1、ilc2、…到ilcn。从图1中将显而易见的是，升压转换器电路1可包括大于一的任意数量的交错电路ilc，这取决于相应的应用，并且具体地讲，取决于要递送至负载11的总电流。升压转换器电路1还包括用于操作mosfet切换设备s1、s2、…、sn的栅极g1、g2、…、gn的输出电容器7、输出8和数字信号处理器(dsp；图1中未示出)，如下文所述。
电路1的一般操作对应于典型升压转换器的一般操作。为清楚起见，首先讨论一个交错电路ilc的功能，然后讨论交错操作。
当相应的mosfetsn处于导通状态时，对电路ilcn的电感器ln充电。一旦电感器ln被充电，mosfetsn就切换到关闭状态，使得唯一的剩余电流路径穿过反激二极管dn和负载11，负载11在图1中显示为电阻。考虑到来自电感4和输入端2的电流增大，电压增大。当mosfetsn处于关闭状态时，在导通状态期间存储在电感器ln中的能量通过二极管dn被释放到负载电阻11中。
在典型的bcm操作中，当通过电感器4的电流iln返回到零时，启动pwm的新切换时段。图2示出了示例性示意pwm切换循环中的电感器电流il的图示。上升电流斜率通常可对应于vin/l并且下降电流斜率通常可对应于
从图2的底部可以看出，pwm控制信号被施加到mosfetsn。当pwm信号很高时，mosfetsn是导电的，并且电感器ln中的电流iln增加。本文将该时间段描述为t导通时间。一旦达到电感器ln的所需电荷，则pwm信号被控制为低并且mosfet5被设置为非导电的。电流iln逐渐减小，直到电感器ln完全放电。本文将该时间段描述为t断开时间。t导通和t断开两者均为切换循环t，即在该实施方案中，为pwm/切换循环t。
当电感器ln完全放电时，即在pwm循环中的时间“零电流点”处，下一个pwm循环开始。pwm信号相应地被控制为高并且mosfetsn被切换为导电的。
如前面所讨论的，考虑到当无实质性电流流动时mosfetsn从关闭状态控制为导通状态，bcm避免了切换损耗，这在本文中被称为“零电流切换”。
图3示出了在ac输入电压vin的整个循环期间交错电路ilcn的操作的图示。如将从图中显而易见的，根据图3中示为vpwm的pwm信号，在输入电压的每半个循环中电感器ln被多次充电和放电。转换器电路1并且更确切地说，每个交错电路ilcn以不同的切换频率工作，这主要取决于所需的输出参考电压vo,ref、输入电压vin的瞬时值、电感器4的电感值和递送到负载rl11的输出功率。
工作频率随着输入电流遵循正弦输入电压波形而变化，如图3所示。最低频率发生在正弦输入的峰值处，即，线电压。从图3将显而易见的，并且由于il的电流波形大致为三角形，因此每个pwm周期中的平均值与输入电压vin成比例。因此，在提供正弦vin的情况下，电路1的输入电流iin以高精度遵循vin的波形，并且从电源提取正弦输入电流。因此，在bcm中操作转换器1对于功率因数校正(pfc)是理想的。
虽然图2和图3示出了交错电路ilcn中的每一个交错电路的操作，但图4示出了具有示例性交错电路总数n＝4的电路布置1的交错操作的时序图。如将从图4显而易见的，交错电路ilcn，即电路ilcn的对应mosfetsn的栅极gn异相操作以减少输入端2处的电流纹波δiin，该电流纹波明显小于δil，即，交错电路ilcn中的一个交错电路的电流il的最大差异/跨度。
在本实施方案中，每个辅助交错电路ilcn的操作相对于第一交错电路ilc1偏移
图5示出了用于交错切换边界模式功率转换的电路布置51的另一个实施方案。电路布置51对应于电路布置1，但有以下例外。首先，电路布置51仅包括第一交错电路ilc1和第二交错电路ilc2，即，两级设置。应当注意，为清楚起见图5仅示出了两级。当然，在相应的另选的实施方案中，多于两个的阶段是可能的。
除了电感器ln、mosfet切换设备sn和反激二极管dn以外，每个交错电路包括电流传感器zcdn，该电流传感器包括电感耦合到相应的电感器ln的辅助电感器以及相关联的比较器izcdn。电流传感器zcdn连接至数字信号处理器52以允许零电流切换操作。提供两个另外的比较器ich1和ich2以确定通过相应mosfets1和s2的电流。另外的比较器53和54被布置为分别确定输入电压vin和vout。在本实施方案中，dsp52为dspic33ep系列类型，可购自美国亚利桑那州钱德勒的microchip技术公司。
数字信号处理器52可以不同的操作模式操作。在下文中，参考图6的时序图来讨论示例性“相位更新模式”。
在该实施方案中，数字信号处理器52确定两个mosfets1和s2的pwm操作的参数。dsp52相应地包括被配置为处于电流复位模式的至少两个内部pwm驱动模块。
具体地讲，电流传感器zcdn在每个pwm循环中提供瞬时时间，其中穿过相应电感器ln的电流达到零，该电流用作电流复位触发器，从而在电流复位模式操作中重新启动新的pwm循环。
所期望的两个mosfets1和s2的导通时间根据输出端8和比较器53处的当前电压vout和基准电压vo,ref来确定，并且基准电压由dsp52的制造商或用户在dsp52的内部存储器中预定义。vo,ref对应于输出端8处的施加到负载11的所需电压。应当注意，mosfets1的导通时间在每个pwm循环中被设置为对应于mosfets2的导通时间。
除上述之外，总pwm循环时间t由前述pwm循环确定。虽然这样做在循环时间t中提供了一个周期延迟，但即使考虑到切换操作的频率变化，所得的误差也是相当小的，如前面参考图3所讨论的。为了确定pwm循环时间t，dsp52被编程以确定提供给mosfets1的pwm信号的最近两个上升边缘之间的经过时间，即，施加到第一交错电路的pwm信号。另选地，如果dsp52的“输入捕获”销与所使用的相应类型的dsp52一起存在，则可使用dsp52的“输入捕获”销对pwm循环进行采样。
参照图6的时序图并且如图所示，两个交错电路并且更精确的说mosfets1和s2均使用pwm信号来操作。在图6中，“pwm1”是指施加到mosfets1的pwm信号，并且“pwm2”是指施加到mosfets2的pwm信号。i1和i2是指分别流过电感器l1和l2的电流。
在每个pwm切换循环中，以相同的导通时间驱动两个mosfet，这允许零电流切换，从而以bcm模式操作。对于完全交错操作，pwm2与pwm1相比相移了pwm循环的一半，即t/2。在pwm1的每个切换循环开始时设置pwm2的相位。零电流时刻和循环时间t的校准/更新在每个循环结束时进行，前提是零电流时刻和相位的瞬间存在任何差异，这可在短瞬态条件期间发生。
图6示出了用于多个电感的所得的电流i1和i2。如本发明人已确定的，不同交错电路之间的不同电感仅对时序具有可忽略的影响，使得当如本文所讨论的进行操作时，电感的轻微变化对时序仅具有很小的影响。然而，应当注意，在给定级中由电流共享的功率与该级电感的值成反比，使得在一些实施方案中，在所有交错电路中使用相同的电感。
如前面参考时序图6所述，所讨论的交错bcm操作需要在每个pwm循环中设置辅助交错电路的相位，具体地考虑到在边界传导模式下的切换频率变化。考虑到一些可商购获得的数字信号处理器在以电流复位模式操作时不允许相位更新，在以下参考图7的框图和图8的时序图(也称为“pwm同步模式”)中讨论了用于图5的数字信号处理器52的操作的对应的另一个实施方案。数字信号处理器52的两种操作模式，即前述参考图6所讨论的操作以及以下参考图7和图8所述的操作可在软件和/或硬件中实现，其中软件可被包括在数字信号处理器52的内部存储器(未示出)中。虽然dsp52可包括用于两种操作模式的软件，使得在操作期间可设置所需的模式，但在提供一种操作模式时，取决于所用dsp类型的能力，这当然是足够的。
从图7将显而易见，当前实施方案使用两个“中间”pwm模块，即pwma和pwmb，以获得用于控制辅助交错电路和mosfets2的pwm2。应当注意，根据该实施方案的所有pwm模块在电流复位模式下操作。
pwm1如前面参考图6所讨论的那样生成，即基于零电流点由zcd1确定。基于检测的零电流点，比较器电路cmp1生成脉冲以启动或重新启动(复位)信号pwm1的pwm循环。对应于前述操作模式，所期望的两个mosfets1和s2的导通时间由输出端8和比较器53处的当前电压vout和基准电压vref来确定。总pwm循环时间t由前述pwm循环确定，如所讨论的。应当注意，所有比较器电路cmpn都是dsp的外围设备。
相对于pwm2的生成，根据如零电流传感器zcd2确定的辅助交错电路的确定的零电流点和由比较器电路cmp2生成的对应启动或重新启动脉冲生成中间pwmb信号。因此，pwmb信号在所确定的零电流点上启动新的循环，并因此确定零电流点的时刻。将pwmb信号提供给另外的pwm模块以用于生成pwma。该pwm模块还接收cmp1信号以及确定的pwm循环时间t。使用对应于第一交错电路的零电流点的cmp1脉冲启动或重新启动pwma。pwma被编程为具有占空比t/2，即，第一交错电路的pwm循环时间的一半。pwmb用于截断辅助交错电路的零电流点处的pwma，如图8的时序图所示。
将pwma信号提供给dsp52的第四pwm模块，以使用pwma的下降边缘向辅助交错电路的mosfets2提供pwm2来触发pwmb循环的启动或重新启动。pwmb的导通时间被设置为对应于pwma的导通时间。
在该实施方案中，比较器cmp1和cmp2还允许添加用于切换mosfets1和s2的控制延迟。此类延迟可用于查看对典型寄生电容，特别是对mosfets1和s2的寄生电容的考虑，考虑到这种情况下mosfets1和s2的寄生电容两端的电压将通过mosfets1和s2放电，电感器的真实零瞬间对于切换可能不理想。为了抵消这种损耗，可引入延迟。基于寄生电容值来预定义延迟时间。典型的延迟时间介于100纳秒和400纳秒之间。应当注意，考虑到mosfets1和s2的切换中引入的相当小的延迟，延迟切换点在本文中仍然被视为零电流点。
图9示出了数字信号处理器92的示意性框图，该数字信号处理器根据前述操作模式针对总共n个交错电路ilcn来操作。当然，在这种情况下，数字信号处理器72包括对应数量的pwm驱动模块。
图10示出了示意性框图中的数字信号处理器102的另一个实施方案。从图中可以看出，本实施方案使用电压vin、vout和vref来控制pwm操作，而不需要电流测量。因此，本文可省略电流传感器zcdn，从而降低总体设置的成本和尺寸。
使用对应于vin和vout的两个电压信号，以及再次由数字信号处理器102的内部存储器(未示出)提供的预定义的基准电压vo,ref，数字信号处理器102计算每个pwm循环中的零电流点，即，时间点，其中电感器电流iln分别达到零。
在本实施方案中，信号处理器102是dspic33ep系列类型的数字信号处理器。
图11示出了图10的实施方案的更详细示意性框图。
第一(对应于vin)和第二(对应于vout)电压信号在相应的比较器54和53处接收并随后被其采样(参见图5)。从存储器40获得预定义的电压基准vo,ref。
信号处理器102被配置为当pwm的占空比低于50％时(即，当vin>vout/2到vin,peak时)在t/2处对电压信号进行采样。这提供了周期对应于输入电压的平均值。大部分电力传输都发生在此时间间隔内。由于在这种情况下占空比和频率较低，因此有足够的时间来计算下一个零电流点和切换周期。
对于输入电压半波的剩余部分，采样频率朝向零电流点更高，并且如果在t/2处进行采样，则没有足够的时间进行计算。相反，对于等于或高于50％的占空比，信号处理器9被配置为在循环开始附近(例如，在用于将瞬态切换为消失的100ns的小延迟之后)对电压信号进行采样。由于输入电压与其峰值相比很小，因此在启动时采样的值与t/2之间的差值不显著。
将这两个电压信号提供给用于信号调节的运算放大器41a、41b，并且然后提供给模数(adc)电路42a、42b。两个adc电路42a、42b将电压信号转换为数字信息并且转换为具有vmin：0v和vmax：3.3v的12位类型。
信号处理器102还包括多个模块以向pwm模块pwmn提供总pwm循环时间t和导通时间t导通。如图11的上部所示，减法模块43和除法模块44将
在图11的下部中，pwm的导通时间t导通由vout(即电流输出电压)和预定义基准电压vo,ref计算。求和节点46将电流输出电压vout与“设定点”vo,ref进行比较。将所得的误差信号提供给滤波器/补偿器47，该滤波器/补偿器以相对较低的频率(例如，10hz)运行以移除通常存在于输出电压vout中的二次谐波分量。
将滤波后的误差信号提供给限制器48。该限制器48提供安全性，尤其是在负载侧短路情况下。在输出/负载侧的短路期间，mosfetsn的导通时间趋于增大。限制器48将限制最大导通时间t导通，从而限制馈送到输出的最大功率。因此，可安全地处理短路情况。如果输入电压和导通时间都在限制内，则不会出现过载功率情况。
乘法器45接收作为导通时间t导通的相应处理的误差信号并且相应地将
还直接向pwm模块pwmn提供t导通。使用t和t导通，每个pwm模块可将适当的pwm时序设置应用于mosfetsn的相应栅极gn。考虑到该计算基于vout和vin，可靠地确定了每个pwm循环中的零电流点。
尽管在附图和上述描述中详细示出和描述了本发明，此类图示和描述将被视为例示性或示例性而非限制性的；本发明不限于公开的实施方案。例如，可能在一个实施方案中操作本发明，其中：
-代替电感器4或除了电感器4之外，还使用电容器作为储能设备；
-emi(电磁干扰)滤波器被包括并且被设计成使较低频率分量通过并衰减较高频率分量；
-滤波器/补偿器47为2p2z或pid控制器；并且/或者
-代替包括耦合电感器的电流传感器zcdn，电流传感器zcdn包括ct或霍尔效应传感器，或者用于电感器电流测量和/或二极管电流测量的感测电阻器。
在实践受权利要求书保护的本发明时，本领域的技术人员能够通过研究附图、本公开和所附权利要求书理解和实现所公开实施方案的其他变型。在权利要求书中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一个”或“一种”不排除多个。单个处理器、模块或其他单元可履行权利要求书中引用的若干项的功能。
在互不相同的从属权利要求书中引用了某些测量值的不争事实并不表示这些测量值的组合不能带来益处。权利要求书中的任何附图标记不应被视为限制范围。
附录
本公开的实施方案包括用于数字控制交错边界模式的微控制器、系统、集成电路设备和方法。此类pfc可通过模拟电路、数字电路、由处理器执行的指令或其组合的任何合适的组合实现。本公开的实施方案还可在电源或用于电源的控制器中实现。
图1是用于实现交错边界模式功率因数校正(pfc)控制的示例性电路的图示。
边界模式pfc可包括可变频率拓扑，其中切换频率在交流电(ac)线路循环上变化。可变频率可归因于零电感器电流pwm切换。频率可主要取决于输入电压、输出负载和电感器值。每当pfc电路中的升压转换器的两个或更多个级交错时，当两个切换波形之间的相位差为180度时，输入电流纹波电流可为最低的。如果不控制该相位，则其可导致纹波电流高于单级的纹波电流，因为各个纹波电流可相加。因此，本公开的实施方案可在具有输入、输出和功率分量值的变化的情况下在切换循环中实现零电流切换和相位差。
输入电流纹波可取决于切换波形之间的关系。本公开的实施方案可被配置为在每个切换循环中找到单个瞬时值，其中电感器电流为零并且相位相对于另一个切换波形也为180度。为了实现这一点，在ac线路周期内的每个切换循环中，两个级的频率可相同。切换频率可取决于电感器的值，假设两个(或更多个)级的设计相同。电感器的值可以变化，并且取决于公差。然而，如果向两个级提供恒定的导通时间，则可独立于电感器值来固定它们的周期，而忽略因相位差导致的输入电压的微小变化。然而，电流共享可与它们的电感值的值成反比。因此，本公开的实施方案将输出电压与基准进行比较以生成误差。该误差通过数字滤波器以获得导通时间t导通，其可取决于输入电压和输出负载值。滤波器可提供适当的导通时间值以满足公差内的输出电压，并且输入电流紧随输入电压以用于高功率因数。为了实现零电流和相位要求两者，新pwm循环的开始可由从零电流和相位信号两者生成的信号触发。零电流信号可由电流感测电路或计算生成，而相位信号可通过计算或通过来自前一循环的测量来生成。若干级中的一个级成为主级，并且仅满足零电流需求。可能没有用于选择主级的条件。剩余级可基于主周期和它们自己的零电流信号来生成触发信号。因此，可利用交错转换器来实现最小输入纹波电流。
在图1中，在交错多级边界模式pfc中，emi滤波器可使输入电压波形的零交叉附近的高频分量衰减。这可导致零交叉附近的延长零电流情况，从而导致电流波形失真。在高功率因数的情况下，输入电流波形可与输入电压的波形相同。接近零交叉时，输入电压和输入电流水平可能非常低。输入电流电平可随着输入电压而增大并且在输入电压的峰值附近最高。
pfc可包括两个或更多个相同的升压转换器部分。升压转换器可包括电感器、开关和二极管。升压转换器可将ac输入电压转换为dc输出电压。边界模式操作可具有更高的效率和功率因数的优点。此拓扑的一个缺点是线路循环中切换频率的变化。频率朝向ac线路循环的零交叉最高，而频率在峰值处最低。
在一个实施方案中，可将新的pwm切换循环与零电感器电流同步。零电感器电流瞬时值可使用例如电流传感器或耦合电感器来感测，或者通过计算来确定。每当有不止一级时，输入电流纹波可为不同级的切换波形之间的相位差的函数。当它们之间的相位差为360/n时，输入电流可彼此抵消并提供低波纹波。这会影响输入emi滤波器的尺寸。较小的滤波器可足以提供用于通过thd要求的所需衰减。
如图1所示，电路的输入为例如60hz处的110v或者50hz处的230v的ac电源。输入电压可使用桥式整流器来整流。此外，输入电压随后可被馈送至升压电路中的一个升压电路。给定例如n个升压级或转换器，每个升压级可被设计成以足够的间隙处理p/n的功率。输入和输出电容器可以是所有升压级通用的，并且可以是块状或分布式的。
图3示出了根据本公开的实施方案的基本输入和输出波形。
dspic可被配置为使用两个adc同时对输入电压和输出电压进行采样并且控制开关的栅极波形。每级的零切换瞬时值可通过使用耦合电感器或电感器电流感测或者通过适当的计算来确定。dspic内的比较器接收感测信号。
图9示出了根据本公开的实施方案的在dspic内运行的交错算法。dspic可使用数字滤波器以及基准输出电压和实际输出电压之间的差值来计算导通时间。输出电压的带宽可保持较低以防止输入电流失真。这可导致给定输入电压和输出负载在ac线路循环上的恒定导通时间。开关的门控脉冲(实现为例如mosfet)在导通时间期间为“高”，在“关闭”时间期间为“低”。当通过的电感器电流达到零时，可重新启动脉冲宽度调制(pwm)循环。每当电感器电流达到零，主级(pwm1)都会重新启动pwm循环。唯一的其他约束可以是最大时间段，每当零电流信号在给定时间内未到达时，该最大时间段被激活。对于剩余的级，除了零电流之外，相对于主级的相位差可要求为360/n。这可通过使用主级的t1时间并将其与适当的相位延迟相乘以获得单独的时间段来实现。第一从级需要t1*360/n个相位延迟，而第n级将需要t1*(n-1)/n相位延迟。延迟的计算可由dspic完成以获得相位信号。零电流和相位信号的实际或处理可以由dspic内的逻辑门执行，或者使用故障信号和附加pwm信号来截断给定的从级pwm。
图10示出了根据本公开的实施方案的第二算法，其中在相移时间段中信号由dspic计算。该dspic可基于导通时间和输入、输出电压来计算主级的时间段。在该方法中，可能不存在外部零电流信号。
图4示出了根据本公开的实施方案的针对n＝4的单独栅极信号。还示出了电感器电流纹波和输入电流纹波。在栅极信号之间具有适当的相位差的情况下，输入电流纹波明显降低。这连同零电流切换使得pfc具有较小的emi滤波器和高效率、高功率因数、操作。
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