谐振型功率转换装置的控制方法、谐振型功率转换装置、以及DC－DC转换器与流程

本发明涉及谐振型功率转换装置的控制方法、谐振型功率转换装置(resonance-typepowerconverter)、以及dc－dc转换器。

背景技术：

已知谐振型dc－dc转换器的控制装置，包括：根据决定的控制量，对半导体开关元件以低于串联谐振电路的谐振频率的频率进行频率调制控制的频率调制控制部件；通过对半导体开关元件以谐振频率进行脉冲宽度调制控制或者相位调制控制而进行固定频率控制的固定频率控制部件；以及根据频率调制控制部件以及固定频率控制部件的输出，生成半导体开关元件的驱动脉冲的脉冲分配部件(专利文献1)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：国际公开wo2013/114758号公报

技术实现要素：

发明要解决的课题

在以往技术中，在提高开关元件的开关频率以降低输出功率的情况下，存在诸如无法进行软开关的动作，开关损耗增大的问题。

本发明要解决的课题是，提供通过扩大可进行软开关的开关频率的范围，能够实现谐振型功率转换装置的效率的谐振型功率转换装置的控制方法、谐振型功率转换装置以及dc－dc转换器。

用于解决课题的手段

本发明通过以下方式解决上述课题，即，通过控制开关元件的开关频率以及表示开关元件的导通期间的占空比中的至少任一个，确保从开关元件的两端电压在开关元件的截止状态中通过谐振电路的谐振达到零电压后至开关元件导通为止的延迟时间，使开关元件在延迟时间内接通，解决上述课题。

发明的效果

按照本发明，可以实现谐振型功率转换装置的高效率。

附图说明

图1是具有第1实施方式的谐振型功率转换装置的功率转换系统的结构图。

图2是控制器输出的控制信号的一个例子。

图3是参考例子的dc－dc转换器的输出电流和开关元件的频率的关系的一个例子。

图4是参考例子中的开关频率和软开关的关系的一个例子。

图5是延迟时间和对开关元件的施加电压的关系的一个例子。

图6是第2实施方式的dc－dc转换器的控制方法的一个例子。

图7是第2实施方式的dc－dc转换器的输出功率和对开关元件的施加电压的关系的一个例子。

图8是第3实施方式的dc－dc转换器的控制方法的一个例子。

图9是第4实施方式的dc－dc转换器的控制方法的一个例子。

具体实施方式

以下，根据附图说明本发明的实施方式。

《第1实施方式》

图1是表示具有第1实施方式的谐振型功率转换装置的功率转换系统的结构的图。第1实施方式的功率转换系统10被利用于可将电机作为驱动源行驶的混合车辆、将电机作为驱动源行驶的电气汽车等中。而且，没有特别限定功率转换系统10被利用的情形。

如图1所示，功率转换系统10是，输入电压源1的直流功率在dc－dc转换器中被转换后提供给负载4的系统。dc－dc转换器由逆变器2以及整流器3构成，根据对负载4的功率的供给状态进行输出功率的控制。

输入电压源1生成并输出直流功率。例如，输入电压源1通过整流电路(未图示)将从商用电源输入的交流电压(例如，200v)进行整流，通过平滑电路(未图示)进行平滑，转换为直流电压。然后，通过dc－dc转换器(未图示)，转换为规定的目标电压的直流电压。而且，输入电压源1的结构未被限定，只要是输出规定的直流电压的结构即可。

逆变器2将从输入电压源1输入的直流电压转换为交流电压。逆变器2具有输入线圈lc、开关元件s、分流电容器cs、线圈l0以及电容器c0的串联谐振电路，是所谓e级逆变器。

输入线圈lc被串联连接在输入电压源1的高电位侧的输出端子和开关元件s之间。具体地说，输入线圈lc的一端与输入电压源1连接，输入线圈lc的另一端与开关元件s连接。通过输入电压源1输出固定的直流电压，输入线圈lc对开关元件s供给固定的直流电流。输入线圈lc是所谓的扼流圈。

开关元件s根据从控制器5输入的控制信号，切换导通状态和截止状态。在本实施方式中，将开关元件s作为mosfet(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)进行说明，但是开关元件s未特别限定。作为开关元件s，例如也可以是能够进行电流下的控制的双极晶体管、能够进行电压下的控制的igbt(insulatedgatebipolartransistor，绝缘栅双极晶体管)等。开关元件s的漏极端子与输入线圈lc的另一端连接。开关元件s的源极端子被连接到输入电压源1的低电位侧的输出端子。控制信号从控制器5被输入到开关元件s的栅极端子。控制信号是以规定的频率重复高电平和低电平的脉冲信号。规定的频率是使开关元件s被开关的频率，以下称为开关频率fs。在控制信号为低电平时，开关元件s成为截止状态，在控制信号为高电平时，开关元件s成为导通状态。

而且，在开关元件s的内部没有进行二极管的动作的功能的情况下，也可以设置并联连接到开关元件s的二极管。例如也可以设为将二极管的阳极端子连接到开关元件s的源极端子，二极管的阴极端子连接到开关元件s的漏极端子的结构。通过设置这样的二极管，可以保护开关元件s免受伴随开关元件s的开关而产生的反电动势。

分流电容器cs是，被并联连接到开关元件s，电流在开关元件s为截止状态时流入，累积电能的电容器。然后，在分流电容器cs的两端电压成为峰值后进行放电，放出电能。在分流电容器cs的两端电压变为零电压的定时，开关元件s从截止状态切换为导通状态。有关控制器5对开关元件s的控制，在后叙述。

线圈l0以及电容器c0是被设计得以使谐振频率与开关频率fs一致的串联谐振电路。线圈l0的一端与开关元件s的漏极端子以及输入线圈lc的另一端连接。线圈l0的另一端与电容器c0的一端连接。电容器c0的另一端与在后叙述的整流器3连接。以下，为了方便说明，将线圈l0以及电容器c0的串联谐振电路称为谐振电路进行说明。由于谐振电路的谐振特性，逆变器2的输出电压变为谐振频率(开关频率fs)的正弦波状。

整流器3被设置在逆变器2的输出侧，将从逆变器2输出的交流电压转换为直流电压。整流器3具有二极管d、分流电容器cd、线圈lf、电容器cf，是所谓的e级整流器。

二极管d是具有作为开关元件的功能的二极管。二极管d的阳极端子与电容器c0的另一端连接，二极管d的阴极端子与输入电压源1的低电位侧的输出端子连接。

分流电容器cd并联连接到二极管d。

线圈lf以及电容器cf构成低通滤波器。线圈lf的一端连接到电容器c0的另一端、二极管d的阳极端子、分流电容器cd的一端。电容器cf与分流电容器cd并联连接。电容器cf的一端与线圈lf的另一端连接，电容器cf的另一端与输入电压源1的低电位侧的输出端子接续。二极管d进行半整流动作，被整流后的电压由低通滤波器转换为直流电压。

在dc－dc转换器中被转换后的输入电压源1的直流电压被输入到负载4。作为负载4，例如列举由二次电池等构成的电池。在本实施方式中，将负载4作为电池进行说明。而且，负载4不限于电池，只要可累积来自输入电压源1的直流功率、或者可用该直流功率驱动即可。

控制器5由具有cpu(centralprocessingunit，中央处理单元)、rom(readonlymemory，只读存储器)，ram(randomaccessmemory，随机存取存储器)的微计算机或fpga(field-programmablegatearray，现场可编程门阵列)构成。

控制器5控制dc－dc转换器的输出功率。具体地说，控制器5生成用于使开关元件s导通以及截止的控制信号，输出到开关元件s的栅极端子。例如，控制器5根据基准时钟，生成开关频率fs的脉冲信号，将该脉冲信号放大至可由驱动电路(未图示)驱动开关元件s的电平，作为控制信号输出到开关元件s的栅极端子。由此，开关元件s进行接通或者关断。而且，接通是开关元件s从截止状态被切换到导通状态的动作，关断是开关元件s从导通状态被切换到截止状态的动作。

并且，检测值从检测dc－dc转换器的输出电流的电流传感器(未图示)被输入到控制器5。控制器5进行基于输出电流值的反馈控制。例如，控制器5根据输出电流值，变更控制信号的频率以及占空比，或者进行调整。由此，开关元件s的开关频率fs以及占空比被变更，可以控制dc－dc转换器的输出功率。而且，占空比是表示在将开关元件s的导通期间以及截止期间设为了单位周期时，导通期间相对于单位周期的比例的值。

并且，控制器5在对开关元件s的漏极端子以及源极端子间施加的电压为零电压的状态下，生成控制信号，使得开关元件s被接通。一般来说，在开关元件s中，起因于内部结构，在漏极端子以及源极端子间存在导通电阻。因此，例如在规定的电压施加在开关元件的两端子间的状态下，若开关元件从截止状态切换到导通状态，则产生基于在开关元件的两端子间的电压和导通电阻的耗电，使逆变器的功率转换效率降低(也称为开关损耗)。

如本实施方式那样，在具有由线圈l0以及电容器c0构成的谐振电路的逆变器2中，由于谐振电路的谐振特性，开关元件s的漏极端子以及源极端子之间施加的电压变为随时间变化的正弦波状的电压。因此，例如在漏极端子以及源极端子间的电压为零电压的状态下，如开关元件s接通，则开关元件s中产生的耗电被大幅度地降低，可以提高逆变器2的功率转换效率。在以下的说明中，为了方便说明，将这样的开关元件s的动作称为zvs(zerovoltageswitching，零电压开关)、零电压开关、或者软开关。而且，在zvs等的动作中，还包含在漏极端子以及源极端子间的电压为零电压的状态下，开关元件s进行关断的动作。

并且，当使开关元件s软开关时，控制器5控制使开关元件s导通的定时。具体地说，如图2所示，控制器5生成控制信号，使得从通过正弦波状的电压漏极端子以及源极端子间的电压达到零电压后，开关元件s仅延迟规定的延迟时间td(td＞0)后导通。在开关元件s导通的定时，开关元件s的两端电压维持零电压。而且，图2是控制器5输出的控制信号的一个例子。图2的(a)表示控制器5对开关元件s的栅极端子输出的控制信号，图2的(b)表示开关元件s的漏极端子以及源极端子间的电压vds。

作为延迟时间td的控制方法，可列举变更控制信号的频率的方法、变更控制信号的占空比的方法、或者这些方法的组合。例如，通过将根据来自电流传感器的检测值而被预先决定的td存储在rom或者ram中，控制器5读出与输出电流值相应的延迟时间td，进行频率的变更或占空比的变更。例如，若减小控制信号的占空比，则截止期间增大相当于导通期间减少的部分，所以可以使开关元件s从截止切换至导通的定时延迟，可以使延迟时间td增加。相反，通过增大控制信号的占空比，可以将开关元件s从截止切换至导通的定时提前，可以使延迟时间td减少。

并且，在本实施方式中，控制器5在规定的开关频率fs的范围中确保延迟时间td。具体地说，控制器5在开关频率fs高于串联谐振频率fr1的频率的范围中(fs＞fr1)确保延迟时间td。串联谐振频率fr1是开关元件s的导通状态中的线圈l0以及电容器c0的谐振电路的谐振频率，通过下述式(1)表示。

其中，fr1表示串联谐振频率fr1的值，l0表示线圈l0的电感的值，c0表示电容器c0的电容的值。

这里，列举参考例子，一边参照图3以及图4，一边说明dc－dc转换器的输出功率的控制方法与软开关的关系。图3是参考例子的dc－dc转换器的输出电流和开关元件的频率的关系的一个例子。图3是使用了电池作为负载(在本实施方式中相当于负载4)的例子，表示每个soc的状态的特性。而且，soc的状态通过与soc的值的大小相应的三阶段表示(高soc、中soc、低soc)。假设参考例子的dc－dc转换器与本实施方式的dc－dc转换器相比，除了控制器不具有确保延迟时间td的功能这一点以外，具有同样的结构。

如图3所示，一般来说，在使用了e级逆变器的dc－dc转换器中，输出功率通过控制开关频率而被控制。例如，在以最大输出电流对电池充电的情况下(重负载时)，参考例子的控制器生成使得开关频率fs为频率f1的控制信号。另一方面，例如，在作为负载的电池的充电接近满充电，使输出电流从最大输出电流降低的情况下(轻负载时)，参考例子的控制器使控制信号的频率高于频率f1。例如，参考例子的控制器生成使得开关频率fs为频率f2(＞频率f1)的控制信号。

图4是与图3对应的图，是参考例子中的开关频率fs与软开关的关系的一个例子。图4的(a)表示图3所示的频率f1中的参考例的开关元件的动作，图4的(b)表示图3所示的频率f2中的参考例的开关元件的动作。在图4的(a)以及图4的(b)之中(a)～(c)示出参考例子的开关元件的状态。(a)表示栅极电压vgate，(b)表示漏极端子以及源极端子间的电压vds，(c)表示漏极电流id。

在重负载时，参考例子的控制器生成与图3(a)所示的频率f1对应的控制信号，输出到开关元件。在该情况下，如图4的(a)所示，在电压vds达到了零电压后，栅极电压vgate上升。在栅极电压vgate上升时漏极电流id不流动，参考例子的开关元件进行软开关的动作。

另一方面，在轻负载时，为了降低输出电流，参考例子的控制器生成图3(b)所示的频率f2的控制信号，输出到开关元件。若控制信号的频率高于频率f1，则开关元件从截止切换到导通的定时比频率f1时的定时提前。在该情况下，如图4的(b)所示，在电压vds达到零电压之前，换言之，在分流电容器cs中累积的电荷放电结束之前，栅极电压vgate上升。在栅极电压vgate上升的同时漏极电流id流动，参考例子的开关元件不进行软开关的动作。这是因为，在参考例子的控制器中，不确保延迟时间td，为了降低输出电流而仅提高了控制信号的频率。

这样，在参考例子的控制器中，因为不确保延迟时间td，所以仅在有限的开关频率fs的范围内可以使开关元件进行软开关的动作，无法提高功率转换效率。

相对于此，如上述那样，本实施方式的控制器在规定的开关频率fs的范围中(fs＞fr1)，确保延迟时间td。由此，与参考例子的dc－dc转换器相比，可以使开关元件s在广泛的开关频率fs的范围中进行软开关的动作，其结果，可以提高功率转换效率。

接着，一边参照图5，一边说明延迟时间td与对开关元件的施加电压的关系。图5是表示延迟时间td和对开关元件s的施加电压的关系的一个例子。图5的(a)表示延迟时间td大于零的情况下的开关元件的动作(td＞0)，图5的(b)表示延迟时间td在零附近的开关元件的动作(td≒0)。图5的(a)、(b)中的(a)～(c)表示开关元件的状态。(a)表示栅极电压vgate，(b)表示漏极端子以及源极端子间的电压vds，(c)表示漏极电流id。而且，在图5的(a)、(b)中，假设为各个dc－dc转换器输出相同的输出功率。

作为使图5的(b)所示的开关元件s动作的控制，例如已知导出开关频率以及占空比，使开关元件软开关，并且进行恒压控制的e²级dc－dc转换器的控制(非专利文献1：電子情報通信学会非線形問題研究会，vol.114,no.414,pp.143-146,jan.2015)。在非专利文献1记载的dc－dc转换器的控制中，不确保延迟时间td，所以开关元件进行如图5的(b)所示那样的动作。

对于电压vds，若比较图5的(a)和图5的(b)，则在延迟时间td为零附近的情况下，如图5的(b)所示，电压vds的最大的电压值变为电压v2。相对于此，在延迟时间td大于零的情况下，如图5的(a)所示，电压vds的最大的电压值低于电压v2，成为电压v1(v1＜v2)。即，通过将延迟时间td确保为大于零的值，可以抑制开关元件s的漏极端子以及源极端子间的电压vds(也称为对开关元件s的施加电压。)。这是因为，通过使延迟时间td大于零，开关元件s的导通期间减少，被累积至分流电容器cs的电荷量减少。而且，在本实施方式中，控制器5根据负载4和其它电路设计，在下述式(2)中表示范围中设定延迟时间。

其中，td表示延迟时间td的值，fs表示开关元件s的开关频率的值。

如以上那样，在本实施方式中，通过控制开关频率、开关元件s的占空比的至少任一个，确保延迟时间td，使开关元件s在延迟时间td内接通。由此，可以扩大可软开关的开关频率fs的范围，所以可以提高dc－dc转换器的功率转换效率。并且，由于可以抑制对开关元件s的施加电压，所以在选择开关元件s时耐压低的元件也可以包含在选择对象中，可以实现dc－dc转换器的低成本化。

并且，在本实施方式中，在开关频率fs为高于谐振电路的串联谐振频率fr1的频率的情况下，通过控制开关频率、开关元件s的占空比的至少任一个，确保延迟时间td。由此，即使为了降低dc－dc转换器的输出功率而提高开关频率fs，也可以一边抑制对开关元件s的施加电压，一边使开关元件s进行软开关的动作。作为其结果，可以实现dc－dc转换器的低成本以及高效率。

进而，在本实施方式中，从检测dc－dc转换器的输出电流的电流传感器获取检测值，根据输出电流值确保延迟时间td。由此，不需要在开关元件s的周边设置用于检测开关元件s的漏极电流的高精度的电流传感器，可以实现dc－dc转换器的低成本。

《第2实施方式》

接着，说明第2实施方式的dc－dc转换器的控制方法。在本实施方式的功率转换系统中，除了控制器15具有的dc－dc转换器的控制方法与上述的实施方式不同这一点以外，具有与上述的实施方式的dc－dc转换器同样的结构，所以沿用在上述的实施方式中使用的说明。

一边参照图6，一边说明降低dc－dc转换器的输出功率的情况下的控制器15的控制方法。图6是第2实施方式的dc－dc转换器的控制方法的一个例子。如图6的(a)所示，控制器15在开关频率fs满足下述式(3)的情况下，通过控制开关频率fs，将延迟时间td确保为规定的值以上，同时降低dc－dc转换器的输出功率。

fr1＜fs＜fr2(3)

其中，fs表示开关元件s的开关频率的值，fr1表示串联谐振频率fr1的值(参照上述式(1))，fr2表示并联谐振频率fr2的频率的值。

而且，并联谐振频率fr2是，开关元件s的截止状态中的线圈l0、电容器c0、以及分流电容器cs的谐振电路的谐振频率，通过下述式(4)表示。

其中，fr2表示并联谐振频率fr2的值，l0表示线圈l0的电感的值，c0表示电容器c0的电容的值，cs表示分流电容器cs的电容的值。

接着，参照图6的(b)以及图6的(c)，说明具体的控制方法。图6的(b)是延迟时间td和开关频率fs的关系的一个例子，图6的(c)是dc－dc转换器的输出功率和开关频率fs的关系的一个例子。

如图6的(b)所示，在开关频率fs高于串联谐振频率fr1、并且低于并联谐振频率fr2的情况下，控制器15通过将占空比固定为规定的值(例如，占空比＝du1)，并且逐级地提高开关频率fs，使dc－dc转换器的输出功率逐级地降低。

例如，首先，控制器15设定开始进行控制时的占空比(例如，du1)，使得即使将开关频率fs提高至并联谐振频率fr2，延迟时间td也被确保规定的时间。控制器15例如在开关频率fs为并联谐振频率fr2的情况下估计可软开关的延迟时间td。通过根据估计结果，计算开始进行控制时的延迟时间td，控制器15可以设定开始进行控制时的占空比。然后，在需要降低dc－dc转换器的输出功率的情况下，控制器15通过将占空比固定为du1，并且根据输出电流值，以固定的周期单位逐级地提高控制信号的频率，将开关频率fs从串联谐振频率fr1提高至并联谐振频率fr2。在图6的(b)中，表示若将开关频率fs从串联谐振频率fr1提高至并联谐振频率fr2，则根据开关频率fs，延迟时间td从时间t1减少至时间t2(＜t1)。而且，假设时间t1以及时间t2为满足上述式(2)的值。并且，优选根据输出电流值，被适当设定用于提高频率的固定的周期(相当于图6的(b)所示的斜度)。

并且，若提高开关频率fs，则如图6的(c)所示，dc－dc转换器的输出电流被降低，所以输出功率被降低。在图6的(c)中，表示若将开关频率fs从串联谐振频率fr1提高至并联谐振频率fr2，则根据开关频率fs，输出功率从功率w1减少至功率w2(＜w1)。

接着，说明开关频率fs达到了并联谐振频率fr2之后的控制器15的dc－dc转换器的控制方法。

如图6的(a)所示，逐级地提高控制信号的频率的结果，在开关频率fs满足下述式(5)的情况下，控制器15控制占空比。控制器15一边将延迟时间td确保为规定的值以上，一边降低dc－dc转换器的输出功率。

fs≥fr2(5)

其中，fs表示开关元件s的开关频率的值，fr2表示并联谐振频率fr2的频率的值(参照上述式(4))。

参照图6的(d)以及图6的(e)，说明具体的控制方法。图6的(d)是延迟时间td和占空比的关系的一个例子，图6的(e)是dc－dc转换器的输出功率和占空比的关系的一个例子。

若开关频率fs达到并联谐振频率fr2附近，则如图6的(d)所示，控制器15通过将开关频率fs固定在规定的频率的值(例如，开关频率fs≒fr2)，并且逐级地减少占空比，使dc－dc转换器的输出功率进一步降低。在图6的(d)中，表示若将占空比从du1减少至du2，则延迟时间td根据占空比从时间t2增加至时间t3(＞t2)。而且，假设时间t3为满足上述式(2)的值。并且，优选根据输出电流值，被适当设定减少占空比的比例(相当于图6的(d)所示的斜度)。

并且，若减少占空比，则如图6的(e)所示，dc－dc转换器的输出电流被降低，所以输出功率被降低。这是因为，伴随占空比的减少，开关元件s的导通期间减少，所以在分流电容器cs中累积的电荷减少。在图6的(e)中，表示若将占空比从du1减少至du2，则输出功率根据占空比从功率w2减少至功率w3(＜w2)。

如以上那样，在本实施方式中，在开关频率fs满足上述式(3)的情况下，通过将占空比固定为规定的值，并且提高开关频率fs，降低dc－dc转换器的输出功率。然后，若开关频率fs提高至满足上述式(5)，则通过将开关频率fs固定为并联谐振频率fr2附近的值，并且减少占空比，从而降低dc－dc转换器的输出功率。由此，如图7所示，即使是降低dc－dc转换器的输出功率的情况，与参考例子的dc－dc转换器相比，也可以抑制对开关元件s施加的施加电压。而且，图7是第2实施方式的dc－dc转换器的输出功率和对开关元件s的施加电压的关系的一个例子。在图7中，作为参考例子，用虚线表示不确保延迟时间td的dc－dc转换器中的输出功率和对开关元件s的施加电压的关系。

并且，在本实施方式中，设定开始进行开关频率fs的控制时的占空比，使得即使开关频率fs提高至并联谐振频率fr2，延迟时间td也被确保规定的时间。由此，在开关频率fs达到并联谐振频率fr2为止的频率的范围中，可以防止为了不必要地确保延迟时间td而进行占空比的控制。此外，可以在广泛的开关频率fs的范围中，使开关元件s进行软开关的动作，并且抑制对开关元件s的施加电压。

《第3实施方式》

接着，说明第3实施方式的dc－dc转换器的控制方法。除了本实施方式的控制器25具有的dc－dc转换器的控制方法与上述的实施方式不同这一点以外，具有与上述的实施方式的dc－dc转换器相同的结构，所以沿用在上述的实施方式中使用的说明。

一般参照图8，一边说明降低dc－dc转换器的输出功率的情况下的控制器25的dc－dc转换器的控制方法。图8是第3实施方式的dc－dc转换器的控制方法的一个例子。在本实施方式中，按照与在第2实施方式中说明的控制的顺序相反的控制的顺序，降低dc－dc转换器的输出功率。即，在本实施方式中，首先，一边控制占空比，一边降低输出功率，之后，一边控制频率，一边降低输出功率。

如图8的(a)所示，在开关频率fs满足上述式(3)的情况下，控制器25一边确保延迟时间td，一边降低dc－dc转换器的输出功率。

接着，一边参照图8的(b)以及图8的(c)，一边说明具体的控制方法。图8的(b)是延迟时间td和占空比的关系的一个例子，图8的(e)是dc－dc转换器的输出功率和占空比的关系的一个例子。

如图8的(b)所示，在开关频率fs高于串联谐振频率fr1、并且低于并联谐振频率fr2的情况下，控制器25通过将开关频率固定在规定的频率的值(例如，开关频率fs≒fr1)，并且逐级地减少占空比，从而逐级地降低dc－dc转换器的输出功率。在图8的(b)中，表示若将占空比从du1减少至du2，则延迟时间td根据占空比从时间t1增加至时间t2(＞t1)。而且，假设时间t1以及时间t2为满足上述式(2)的值。并且，优选根据输出电流值，被适当设定减少占空比的比例(相当于图8的(b)所示的斜度)。

并且，若使占空比减少，则如图8的(c)所示，dc－dc转换器的输出电流被降低，所以输出功率被降低。在图8的(c)中，表示若将占空比从占空比du1减少至du2，则输出功率根据占空比从功率w1减少至功率w2(＜w1)。

接着，说明占空比达到了规定的值之后的控制器25的dc－dc转换器的控制方法。

若占空比达到规定的值，则如图8的(d)所示，控制器25通过将占空比固定为规定的值(例如，占空比du2)，并且将开关频率fs逐级地提高，进一步降低dc－dc转换器的输出功率。在图8的(d)中，表示若将开关频率fs从频率fstart提高至并联谐振频率fr2，则输出功率根据开关频率fs从功率w2减少至功率w3(＜w2)。而且，频率fstart表示在开始频率控制时被再次设定的频率。该频率fstart的用于使结束了占空比控制时的dc－dc转换器的输出功率与开始频率控制时的该输出功率变为相同的功率的频率。

并且，若提高开关频率fs，则如图8的(e)所示，dc－dc转换器的输出电流被降低，所以输出功率被降低。在图8的(e)中，表示若将开关频率fs从频率fstart提高至并联谐振频率fr2，则输出功率根据开关频率fs从功率w2减少至功率w3(＜w2)。

如以上那样，在本实施方式中，在开关频率fs满足上述式(3)的情况下，通过将开关频率fs固定为规定的频率，减少占空比，从而降低dc－dc转换器的输出功率。然后，如占空比减少至规定的值，则通过固定占空比，并且提高开关频率fs，从而降低dc－dc转换器的输出功率。由此，在重负载时，开关频率fs被固定，所以可以预测由于开关元件s的开关而产生的噪声，即所谓开关噪声。其结果，可以实现噪声滤波器的设计的简化。

《第4实施方式》

接着，说明第4实施方式的dc－dc转换器的控制方法。在本实施方式的功率转换系统中，除了控制器35具有的dc－dc转换器的控制方法与上述的实施方式不同这一点以外，具有与上述的实施方式的dc－dc转换器相同的结构，所以沿用在上述的实施方式中使用的说明。

参照图9，说明使dc－dc转换器的输出功率降低的情况的控制器35的控制方法。图9是第4实施方式的dc－dc转换器的控制方法的一个例子。

在本实施方式中，在降低dc－dc转换器的输出功率时，控制器35反复进行在第2实施方式以及第3实施方式中说明的、控制开关频率fs的频率控制、以及控制开关元件s的占空比的占空比控制。具体地说，控制器35在频率控制中固定占空比，并且提高开关频率fs，在占空比控制中固定开关频率fs，并且减少占空比。并且，控制器35在从串联谐振频率fr1至并联谐振频率fr2附近的开关频率fs的范围内，执行各个控制。而且，控制器35执行各个控制，使得延迟时间td满足上述式(2)。

说明图9的(a)～(d)所示的控制方法的一个例子。例如，如图9的(a)所示，控制器35也可以通过从频率控制开始，之后，进行占空比控制，最后进行频率控制，从而降低输出功率。并且，例如，如图9的(b)所示，控制器35也可以通过从频率控制开始，之后，以占空比控制、频率控制的顺序进行，最后进行占空比控制，从而降低输出功率。并且，例如，如图9的(c)所示，控制器35也可以通过从占空比控制开始，之后，进行频率控制，最后进行占空比控制，使输出功率降低。并且，例如如图9(d)所示，控制器35也可以通过从占空比控制开始，之后，以频率控制、占空比的顺序进行，最后进行频率控制，从而降低输出功率。而且，图9的(a)～(d)所示的控制方法是反复进行频率控制和占空比控制的方法的一个例子，进行频率控制的次数和进行占空比控制的次数未特别限定。若延迟时间td满足上述式(2)，则可以将各个控制的次数比图9的(a)～(d)所示的控制的次数增加更多。

如以上那样，在本实施方式中，通过交替地重复使占空比固定而提高开关频率fs、使开关频率fs固定而减少占空比，从而减少dc－dc转换器的输出功率。由此，即使在利用功率转换系统10的应用被变更了的情况下，也可以根据应用，一边抑制对开关元件s的施加电压，一边在整个广泛的开关频率fs的范围执行软开关。其结果，可以在各种应用中实现dc－dc转换器的低成本以及高效率。

而且，以上说明的实施方式是为了容易理解本发明而记载的，不是为了限定本发明而记载的。因此，在上述实施方式中公开的各要素有还包含属于本发明的技术的范围的全部设计变更和等同物的意思。

例如，在上述的实施方式中，将本发明的谐振型功率转换装置安装在dc－dc转换器中的情况列举为例子进行说明，但是不限于此。例如，也可以是不具有整流器3而仅由逆变器2来构成的dc－ac逆变器。

并且，例如，在上述的实施方式中，作为整流器3，将e级整流电路列举为例子进行说明，但是不限于此，也可以是全波整流电路。由此，由于可以通过有通用性的简便的电路结构实现整流作用，所以可以进一步实现谐振型功率转换装置的低成本。并且，整流器3也可以是同步整流电路。

并且，在本实施方式中，将根据来自检测dc－dc转换器的输出电流的电流传感器的检测值，确保延迟时间td的方法列举为例子进行了说明，但是不限于此。使用与对开关元件s的施加电压有关的值即可。

例如，可以将检测开关元件s的漏极端子以及源极端子间的电压vds的电压传感器设置在开关元件s的周边，根据该电压传感器的检测值，确保延迟时间td。由于根据对开关元件s施加的施加电压本身，确保延迟时间td，所以即使假设由于某些原因突发地对开关元件s施加了负载，也可以进行响应。其结果，即使对于突发性发生的事件，也可以降低对开关元件s施加的负载。

并且，例如也可以设置用于检测分流电容器cs的两端电压的电压传感器，根据该电压传感器的检测值，确保延迟时间td。由于电压传感器不受开关元件s具有的寄生电感的影响地检测开关元件s的两端子间的电压，所以不依赖于开关元件s的结构，可以抑制对开关元件s的施加电压。

并且，例如也可以在根据dc－dc转换器的输出功率进行驱动的负载中，使用根据输出功率而变动的参数，确保延迟时间td。在该情况下，通过利用表示负载的参数与开关元件s的施加电压的关系性的图(map)，可以确保延迟时间td。

并且，例如，在上述的实施方式中，将通过控制开关频率fs以及占空比，确保延迟时间td的结构列举为例子进行了说明，但是也可以通过控制开关频率fs以及占空比的任一方，确保延迟时间td。

例如即使在开始频率的控制时，已增高至并联谐振频率fr2的情况下，也可以预先估计可软开关的延迟时间td，根据估计结果计算开始频率控制时的延迟时间td。然后，也可以根据计算结果设定占空比。由此，即使假设将频率提高至并联谐振频率fr2，也可以将延迟时间td仅确保规定的时间，所以在广泛的开关频率fs的范围中，可以进行软开关，并且可以抑制对开关元件s的施加电压。

并且，例如在通过占空比控制来控制输出功率的情况下，也可以计算与可控制的输出功率的最大值以及最小值对应的、最大占空比以及最小占空比。然后，也可以在计算结果的范围内控制占空比，确保延迟时间td。根据负载4的种类或者特性、功率转换系统10被利用的场情形，被适当选择延迟时间td的控制方法。

并且，例如在本说明书中，以逆变器2为例说明本发明的谐振型功率转换装置，但是本发明不限于此。并且，在本说明书中，将开关元件s列举为例子说明本发明的开关元件，但是本发明不限于此。

标号说明

10…功率转换系统

1…输入电压源

2…逆变器

3…整流器

4…负载

5…控制器