一种隔离型双向DC-DC变换器及其调制方法与流程

本公开涉及dc-dc变换器技术领域，特别涉及一种隔离型双向dc-dc变换器及其调制方法。

背景技术：

以锂离子电池为核心的储能系统在新能源发电、电动汽车等领域不可或缺，遂对为其充放电的双向功率变换系统提出了更高的要求，包括宽电压工作范围、高效率及电气隔离等。串联谐振变换器或llc谐振变换器具有自然软开关特性，运行效率相对较高，成为研究和应用的热点。然而，就发明人所知，传统串联谐振变换器及llc谐振变换器采用调频方式调整其电压增益，电压增益可调范围窄，尤其在轻载运行时，调整效果差。

技术实现要素：

为了解决现有技术的不足，本公开提供了一种具有宽电压增益范围的大功率高效高频隔离型双向dc-dc谐振变换器及其调制方法，保证变换器在正向/反向运行模式、升压/降压运行工况下，均能可靠地实现全部开关的零电压开通或零电流关断，提高了运行效率。

为了实现上述目的，本公开的技术方案如下：

一种隔离型双向dc-dc变换器，包括变压器原边母线电容、变压器原边全桥电路、第一lc支路、lc谐振网络、第二lc支路、变压器、变压器副边全桥电路和副边母线电容，所述变压器原边全桥电路和变压器原边母线电容并联，所述变压器原边的两端分别与变压器原边全桥电路的两臂中间相连，所述第一lc支路和第二lc支路与变压器原边并联，所述lc谐振网络设置于第一lc支路和第二lc支路之间，所述变压器副边全桥电路和副边母线电容并联，所述变压器副边两端分别与高频变压器副边全桥电路的两臂中间相连。

进一步的，所述变压器原边全桥电路的第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管以及变压器副边全桥电路的第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管工作于脉冲宽度调制模式。

进一步的，所述第一lc支路包括串联连接的电感lm1和电容cm1，所述第二lc支路包括串联连接的电感lm2和电容cm2，所述电感lm1和电感lm2与变压器的电流输入端相连，所述第一lc支路和第二lc支路用于协助变压器原边全桥电路的开关管和变压器副边全桥电路的开关管零电压开通。

进一步的，所述lc谐振网络包括电容cr和电感lr，所述电容cr设置于电感lm1和电感lm2相连线路上，所述电感lr设置于电容cm1和电容cm2相连线路上。

进一步的，所述谐振变换器的电压增益由高频变压器原边全桥电路和高频变压器副边全桥电路的全桥占空比确定。

一种隔离型双向dc-dc变换器的调制方法，包括如上所述的变换器，具体包括正向降压调制和升压调制；

所述正向降压调制的正半周期运行包括：

对变压器原边全桥电路的开关管进行开关状态切换，进行第四开关管和第一开关管的零电压导通操作；

导通第五开关管和第八开关管的体二极管，通过谐振腔向负载供电，并为输出电容补充能量，实现功率向后传输；

进行第二开关管的零电压导通操作，进入正向降压调制的负半周期运行，正向降压调制的负半周期运行与其正半周期运行过程相对称；

所述升压调制包括：

保持第一开关管、第四开关管及第六开关管导通，进行第八开关管的零电压导通操作，并由输入母线迅速向谐振腔内注入能量；

进行第五开关管和第六开关管的开关状态切换，使第五开关管导通，直至谐振电流与第二lc支路电流相等，进行第五开关管零电流关断；

进行第一开关管、第四开关管关断操作，第二开关管、第三开关管零电压导通操作。

进一步的，所述正向降压调制的正半周期运行过程具体包括：

t0-t1阶段，第三开关管关断，第四开关管导通，第二开关管保持导通，第一开关管保持关断，进行开关状态切换，此时谐振电流基本不变；

t1-t2阶段，t1时刻，第三开关管完全关断，第四开关管实现零电压开通，而第一开关管仍保持关断，第一lc支路电流基本不变，谐振电流快速降低，并在此期间向次级传输能量；

t2-t3阶段，第四开关管继续保持导通，第二开关管关断，其结电容开始充电，而第一开关管结电容开始放电至其体二极管导通，从而第一开关管实现零电压开通；

t3-t4阶段，第一开关管和第四开关管完全导通，cr与lr谐振，副边第五开关管和第八开关管的体二极管导通，实现整流，输入端通过谐振腔向负载供电，并为输出电容补充能量，实现功率向后传输；

t4-t5阶段，该阶段中第一开关管关断，其结电容充电，直至与原边输入端电压相同，第二开关管的结电容放电至其体二极管导通，进而实现第二开关管的零电压导通。

进一步的，正向降压调制情况下，所述谐振变换器的电压增益具体为：

其中，gdown为变换器运行于降压模式下的电压增益；α为下管延时关断角，定义下管占空比为dp，则α＝2π(dp-0.5)；n为变压器变比，rload为输出负载电阻，lr为谐振电感，cr为谐振电容，品质因数

进一步的，所述升压调制，其工作过程包括：

t0-t1阶段，第一开关管和第四开关管实现零电压导通，次级侧第六开关管保持导通，此阶段内，谐振电流迅速由负变正，第八开关管结电容在整流电流的作用下放电，最终实现第八开关管体二极管导通；

t1-t2阶段，第一开关管、第四开关管及第六开关管保持导通，第八开关管实现零电压开通，此阶段内，原边输入电压与lc谐振网络的电容电压vcr相同，谐振电流快速上升，输入母线迅速向谐振腔内注入能量；

t2-t3阶段，第六开关管关断，在整流电流的作用下，第六开关管结电容充电，第五开关管结电容放电至其体二极管导通，实现开关状态切换；

t3-t4阶段，第一开关管、第四开关管及第八开关管导通，第五开关管体二极管导通，在此过程中，谐振电流在原边输入电压、lc谐振网络的电容电压vcr和副边输出电压的共同作用下呈正弦变化，直到电流降低到与第二lc支路电流相等，本阶段结束；

t4-t5阶段，第一开关管、第四开关管及第八开关管仍保持导通，第五开关管体二极管到零关断，此阶段中，若原边输入电压大于lc谐振网络的电容电压vcr，则lr和第六开关管的结电容产生谐振，造成结电容端电压叠加一定幅度的交流谐波，故在此阶段不宜开通第六开关管；

t5-t6阶段，第一开关管、第四开关管，其结电容充电，第二开关管、第三开关管及结电容放电至体二极管导通，进而实现零电压导通。

进一步的，升压调制情况下，所述谐振变换器的电压增益具体为

其中，gup为变换器运行于升压模式下电压增益，为次级侧下管延时关断结束角，定义下管占空比为ds，rload为负载电阻，cr为谐振电容，n为变压器变比，品质因数

与现有技术相比，本公开的有益效果是：

1、无论正向/反向、升压/降压模式下，该变换器均可实现不同直流母线之间，或直流母线与储能电池之间的宽电压范围运行的要求；

2、通过增加软开关辅助lc支路的方法，确保了该变换器所有开关管能够实现软开关，提高了变换器运行效率。

附图说明

构成本申请的一部分的说明书附图用来提供对本申请的进一步理解，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。

图1为本公开某一实施例的具有宽电压增益范围的谐振型隔离dc-dc变换器拓扑图；

图2为本公开某一实施例的具有宽电压增益范围的谐振型隔离dc-dc变换器降压模式驱动及关键波形；

图3为本公开某一实施例的具有宽电压增益范围的谐振型隔离dc-dc变换器升压模式驱动及关键波形。

具体实施方式

下面结合附图与具体实施例对本公开做进一步的说明。

应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

在本公开中，术语如“上”、“下”、“左”、“右”、“前”、“后”、“竖直”、“水平”、“侧”、“底”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，只是为了便于叙述本公开各部件或元件结构关系而确定的关系词，并非特指本公开中任一部件或元件，不能理解为对本公开的限制。

本公开中，术语如“固接”、“相连”、“连接”等应做广义理解，表示可以是固定连接，也可以是一体地连接或可拆卸连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连。对于本领域的相关科研或技术人员，可以根据具体情况确定上述术语在本公开中的具体含义，不能理解为对本公开的限制。

作为一种或多种实施方式，如图1所示，一种具有宽电压工作范围的大功率高效高频隔离型双向dc-dc变换器，包括：依次连接的变压器原边母线电容ca、变压器原边全桥电路、第一lc支路m1、lc谐振网络、第二lc支路m2、高频变压器、变压器副边全桥电路和副边母线电容cb。

本公开中，所述宽电压工作范围指从0到数十倍增益，大功率是指功率约为数百w至数百kw，高效即效率高于90％，高频即频率约为数khz至数百khz。

其中，所述变压器原边全桥电路的第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3和第四开关管s4以及变压器副边全桥电路的第五开关管s5、第六开关管s6、第七开关管s7和第八开关管s8工作于脉冲宽度调制模式；

所述第一lc支路包括串联连接的电感lm1和电容cm1，所述第二lc支路包括串联连接的电感lm2和电容cm2，所述电感lm1和电感lm2与变压器的电流输入端相连，所述第一lc支路和第二lc支路用于协助变压器原边全桥电路的开关管和变压器副边全桥电路的开关管零电压开通。

所述lc谐振网络包括电容cr和电感lr，所述电容cr设置于电感lm1和电感lm2相连线路上，所述电感lr设置于电容cm1和电容cm2相连线路上。

所述谐振变换器的电压增益由初次级全桥占空比确定；

所述谐振变换器的第一lc支路m1和第二lc支路m2为软开关辅助电路，用于协助开关管实现零电压开通，并避免辅助线圈支路出现偏磁问题，进一步保证零电压开关的可靠性。

所述变压器为高频变压器。

基于上述装置，本公开提供了一种具有宽电压工作范围的大功率高效高频隔离型双向dc-dc变换器的调制方法，如图2所示，正向降压情况下，其工作过程包括以下阶段：

[t0-t1]:第三开关管s3关断，第四开关管s4导通，第二开关管s2仍保持导通，第一开关管s1保持关断，该阶段完成开关状态切换，谐振电流基本不变；

[t1-t2]:t1时刻，第三开关管s3完全关断，第四开关管s4实现零电压开通(zerovoltageswitching，zvs)，而第一开关管s1仍保持关断。辅助支路m1(lm1，cm1)电流im1基本不变。谐振电流ilr快速降低，并在此期间向次级传输能量；

[t2-t3]:第四开关管s4继续保持导通，第二开关管s2关断，其结电容开始充电，而第一开关管s1结电容开始放电至其体二极管导通，从而实现zvs；

[t3-t4]:第一开关管s1和第二开关管s4完全导通，cr与lr谐振，副边第五开关管s5和第八开关管s8的体二极管导通，实现整流，输入端通过谐振腔向负载供电，并为输出电容补充能量，实现功率向后传输；

[t4-t5]:该阶段中第一开关管s1关断，其结电容充电，直至与输入端电压相同。第二开关管s2的结电容放电至其体二极管导通，进而实现zvs。至此，正半周期结束。负半周期运行状态与正半周期对称。

降压情况下，所述谐振变换器的电压增益具体为：

其中，gdown为变换器运行于降压模式下的电压增益；α为下管延时关断角，定义下管占空比为dp，则α＝2π(dp-0.5)；n为变压器变比，rload为输出负载电阻，lr为谐振电感，cr为谐振电容，品质因数

如图3所示，升压情况下，其工作过程包括以下阶段：

[t0-t1]：原边第一开关管s1和第四开关管s4实现zvs导通，次级侧第六开关管s6保持导通，此阶段内，谐振电流ilr迅速由负变正，第八开关管s8结电容在整流电流id的作用下放电，最终实现体二极管导通；

[t1-t2]:第一开关管s1、第二开关管s4及第六开关管s6保持导通，第八开关管s8实现zvs开通，此阶段内，原边输入电压va与lc谐振网络电容电压vcr相同，谐振电流ilr快速上升，输入母线迅速向谐振腔内注入能量；

[t2-t3]：第六开关管s6关断，在整流电流id的作用下，第六开关管s6结电容充电，第五开关管s5结电容放电至其体二极管导通，实现开关状态切换；

[t3-t4]：第一开关管s1、第二开关管s4及第八开关管s8导通，第五开关管s5体二极管导通，本模态为能量传输的主要阶段，在此过程中，谐振电流ilr在原边输入电压va、lc谐振网络电容电压vcr和副边输出电压vb的共同作用下呈正弦变化，直到电流降低到与第二lc支路m2电流im2相等，本阶段结束；

[t4-t5]：第一开关管s1、第二开关管s4及第八开关管s8仍保持导通，但第五开关管s5体二极管到零关断，此阶段中，若va>vcr，则lr和第六开关管s6的结电容产生谐振，造成结电容端电压叠加一定幅度的交流谐波，故在此阶段不宜开通第六开关管s6；

[t5-t6]：第一开关管s1、第二开关管s4，其结电容充电，第二开关管s2、第三开关管s3结电容放电至体二极管导通，进而实现zvs。

升压情况下，所述谐振变换器的电压增益具体为

其中，gup为变换器运行于升压模式下电压增益，为次级侧下管延时关断结束角，定义下管占空比为ds，rload为负载电阻，cr为谐振电容，n为变压器变比，品质因数

以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

上述虽然结合附图对本公开的具体实施方式进行了描述，但并非对本公开保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本公开的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本公开的保护范围以内。