一种钳位二极管加电容型软开关全桥变换器及其控制方法与流程

本发明涉及钳位型零电压开关全桥变换器，尤其是一种钳位二极管加电容型软开关全桥变换器及其控制方法。

背景技术：

自上个世纪80年代起，传统的移相全桥变换器(psfb)一直作为功率变换器的研究重点，也广泛应用在中、大功率的场合，例如通讯电源、汽车逆变器、不间断电源等等。

普通全桥变换器拓扑往往通过变压器漏感和功率管寄生电容谐振作用，实现功率管的软开关，以减小开关管的开关损耗。针对副边整流管的反向恢复过程引起的电压尖峰和震荡，redl等人在变压器原边增加了一个谐振电感和两个钳位二极管，以消除输出整流二极管上的电压尖峰和震荡。但由此引起变换器结构不对称，容易引起变压器偏磁，无法稳定工作。通过将钳位二极管进行位置优化，并加入隔直电容，虽然可以解决上述问题，且减小钳位二极管的损耗，抑制整流管的关断电压尖峰，但是隔直电容若长期参与工作，性能必然有所下降，系统稳定性降低。此外，有人提出在整流管副边加入有源钳位电路，以实现对副边整流管的钳位作用，但是控制电路复杂化，且无法实现有源钳位开关管的zvs，增大损耗。也有人提出，钳位二极管加电流互感器钳位的psfb变换器，既实现了副边整流管关断电压钳位作用，也实现钳位二极管的自然关断，但是引入结构复杂，同时也引入新的损耗。这些研究，往往无法在抑制副边整流二极管电压尖峰前提下，兼顾抑制变压器的偏磁，或者降低钳位二极管的损耗，以提高稳定性。

技术实现要素：

发明目的：为解决上述技术问题，能够更好实现全桥变换器的软开关，并且抑制副边整流二极管的关断尖峰，同时减小钳位二极管的损耗，提高变换器效率，并提高系统在特殊工况下工作的稳定性，本发明提出一种钳位二极管加电容型软开关全桥变换器及其控制方法。本发明在全桥电路中增加钳位二极管d1-d2、钳位电容c和谐振电感lr，可以更好地对副边整流管的关断电压进行钳位并减小钳位二极管的损耗，同时也使得全桥变换器开关管更易实现zvs，且在该不对称控制方法下，简化对全桥变换器的控制，提高变换器的稳定性。

技术方案：为实现上述技术效果，本发明提出以下技术方案：

一种钳位二极管加电容型软开关全桥变换器，包括：隔离变压器t、变压器原边侧电路和变压器副边侧电路；

变压器原边侧电路包括：开关管q1～q4、钳位二极管d1～d2、谐振电感lr和钳位电容c；开关管q1～q4构成单相全桥逆变电路，其中，q1和q2串联形成单相全桥逆变电路的第一桥臂，q3和q4串联形成单相全桥逆变电路的第二桥臂，q1、q3分别为对应桥臂的上管，q3、q4分别为对应桥臂的下管；d1、d2串联形成钳位桥臂，钳位桥臂一端连接单相全桥逆变电路输入端的正极，另一端连接单相全桥逆变电路输入端的负极；谐振电感lr一端与q1、q2的连接点相连，另一端与钳位电容c负极相连，钳位电容c正极与d1、d2的连接点相连；谐振电感lr和钳位电容c的连接点与隔离变压器t原边绕组的同名端相连；q3和q4的连接点与隔离变压器t原边绕组的异名端相连。

进一步的，所述变压器副边侧电路包括：全桥整流电路和lc滤波电路；全桥整流电路的输入端的正、负极分别与隔离变压器t副边绕组的同名端和异名端相连，全桥整流电路的输出端与lc滤波电路的输入端相连，lc滤波电路的输出端即为钳位二极管加电容型软开关全桥变换器的输出端。

本发明还提出一种钳位二极管加电容型软开关全桥变换器的控制方法，其特征在于，对上述钳位二极管加电容型软开关全桥变换器的单相全桥逆变电路中各开关管采用不对称信号控制，包括步骤：

向单相全桥逆变电路中的各开关管的驱动信号输入端输入脉冲控制信号，其中，开关管q1和q2的脉冲控制信号互补，开关管q3和q4的脉冲控制信号互补；q1和q3的脉冲控制信号脉宽相等，且都大于0.5个周期；q2和q4的脉冲控制信号脉宽均为所述钳位二极管加电容型软开关全桥变换器的占空比，且q2和q4的脉冲控制信号脉宽均小于0.5个周期；q1和q4的脉冲控制信号的中心频率轴线重合，q2和q3的脉冲控制信号的中心频率轴线重合。

有益效果：与现有技术相比，本发明具有以下优势：

1、本发明更易实现全桥变换器开关管的软开关，同时钳位二极管d1-d2的存在对副边整流二极管关断电压进行钳位，减小了大电流情况下反向恢复时的损耗，同时两个钳位二极管均只对副边整流管尖峰抑制时开通，不存在多余导通时刻。

2、本发明由于钳位电容c的存在，可以通过改变容值大小而改变副边整流管的关断尖峰，可以更有效的抑制其关断尖峰，并且可以减小钳位二极管的功率损耗。

3、本发明中开关管q1、q2的控制信号互补，开关管q3、q4的控制信号互补，第一、第三开关管控制信号大于0.5，第二、第四开关管控制信号小于0.5，且斜对角开关管控制信号中心对称，下管控制信号脉宽即为变换器占空比。

4、本发明二极管加电容钳位电路不影响变压器原边电流对称型，可以有效降低变压器直流磁化风险。

附图说明

图1为本发明钳位二极管加电容型软开关全桥变换器电路图；

图2为本发明钳位二极管加电容型软开关全桥变换器不对称控制时序图；

图3为本发明钳位二极管加电容型软开关全桥变换器在不对称控制下的主要波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

如图1所示，钳位二极管加电容型软开关全桥变换器由输入电源vin、开关管q1-q4、钳位二极管d1-d2、谐振电感lr、钳位电容c、隔离变压器t、整流二极管dr1-dr4、滤波电感lf、滤波电容cf和负载r构成。

开关管q1～q4构成单相全桥逆变电路，其中，q1和q2串联形成单相全桥逆变电路的第一桥臂，q3和q4串联形成单相全桥逆变电路的第二桥臂，q1、q3分别为对应桥臂的上管，q3、q4分别为对应桥臂的下管，两个桥臂两端分别与输入电源正极、负极连接；图中开关管q1-q4的并联二极管为各开关管的寄生二极管。

d1、d2串联形成钳位桥臂，钳位桥臂一端连接单相全桥逆变电路输入端的正极，另一端连接单相全桥逆变电路输入端的负极；谐振电感lr一端与q1、q2的连接点相连，另一端与钳位电容c负极相连，钳位电容c正极与d1、d2的连接点相连；谐振电感lr和钳位电容c的连接点与隔离变压器t原边绕组的同名端相连；q3和q4的连接点与隔离变压器t原边绕组的异名端相连。

整流二极管dr1-dr4组成全桥整流电路，其中，dr1的阳极与dr2的阴极相连，形成全桥整流电路的第一半桥电路；dr3的阳极与dr4的阴极相连，形成全桥整流电路的第二半桥电路；dr1的阴极与dr3的阴极相连，dr2的阳极与dr4的阳极相连。dr1与dr2的连接点与隔离变压器t副边绕组的同名端相连，dr3与dr4的连接点与隔离变压器t副边绕组的异名端相连。

滤波电感lf一端与dr1和dr3的连接点相连，另一端与滤波电容cf的正极相连，且滤波电感lf与滤波电容cf的连接点作为所述钳位二极管加电容型软开关全桥变换器的输出端正极；滤波电容cf的负极与dr2和dr4的连接点相连，且该连接点作为钳位二极管加电容型软开关的输出端负极。滤波电感lf和滤波电容cf形成lc谐振电路。输出负载r并联在钳位二极管加电容型软开关的输出端。

本发明还提供一种钳位二极管加电容型软开关全桥变换器的控制方法，对上述钳位二极管加电容型软开关全桥变换器的单相全桥逆变电路中各开关管采用不对称信号控制，其控制原理如图2所示：

向单相全桥逆变电路中的各开关管的驱动信号输入端输入脉冲控制信号，其中，开关管q1和q2的脉冲控制信号互补，开关管q3和q4的脉冲控制信号互补；q1和q3的脉冲控制信号脉宽相等，且都大于0.5个周期；q2和q4的脉冲控制信号脉宽均为所述钳位二极管加电容型软开关全桥变换器的占空比，且q2和q4的脉冲控制信号脉宽均小于0.5个周期；q1和q4的脉冲控制信号的中心频率轴线重合，q2和q3的脉冲控制信号的中心频率轴线重合。

本发明提出的钳位二极管加电容型软开关全桥变换器通过谐振感与开关管结电容的谐振作用，实现了全桥开关管的zvs，即在开关管开通前时候能够及时将mosfet结耦电容抽流，使得开关管在开通时刻处于零电位。

此变换器通过加入的两个钳位二极管，可以实现对整流管关断时刻尖峰电压的抑制作用。钳位电容的容值大小会影响整流管关断时钳位电压的大小，钳位容值越大，整流管的钳位电压值越低。并且钳位电容的存在，也可以有效降低钳位二极管的功率损耗，提高变换器的效率。

下面通过图3，对本发明的工作原理进行详细说明：

to-t1：to时刻开关管q4关断，q1继续导通，开关管q3的并联二极管导通续流，原边电流ip为正且从最大值开始减小；to时，由于q4输出电容为零，即关断时刻q4上的电压为零，实现零电压关断的“软开关”功能。开关管q2、q3关断，钳位二极管均关断，整流管dr2、dr3导通续流，整流管dr1、dr4电流从最大值开始减小。

t1-t2：t1-t2之间某个时刻开关管q3开通，由于原边电流ip电流值依然为正且在减小，电流依旧通过开关管q3并联二极管续流，因此开关管q3实现了零电压开通“软开关”功能。开关管q2、q4关断，钳位二极管均关断；整流管dr2、dr3继续导通续流，整流管dr1、dr4电流继续减小。

t2-t3：t2-t3时段原边电流ip为正且保持不变，电流依旧通过开关管q3并联二极管续流。q2和q4仍处于关断状态，钳位二极管均关断；整流管dr2、dr3继续导通续流，整流管dr1、dr4电流继续减小。

t3-t4：t3时刻刻开关管q1关断，电流通过q2的二极管续流。原边电流ip为正且其值继续减小。t3时刻，由于q1输出电容为零，即关断时刻q1上的电压为零，实现零电压关断的“软开关”功能；q2仍处于关断状态，钳位二极管均关断；整流管dr2、dr3继续导通续流，整流管dr1、dr4电流继续减小。

t4-t5：原边电流ip为正且继续减小，至t5时电流ip减为零；在大于t4的某个时刻开关管q2导通，因此q2实现了零电压开通的“软开关”功能。钳位二极管均关断，整流管dr2、dr3继续导通续流，整流管dr1、dr4电流继续减小。

t5-t6：原边电流ip电流由零开始负向增加；q1和q4仍处于关断状态，钳位二极管均关断；整流管dr2、dr3继续导通续流，整流管dr1、dr4电流继续减小，至t6减小至零。

t6-t7：t6时刻原边电压达到反向最大值，钳位二极管d2开通，钳位电容c充电，id2电流逐渐减小，钳位二极管d1关断，q1和q4仍处于关断状态。整流管dr2、dr3继续导通增大。t6时刻整流管dr1、dr4关断，续流结束，但是此时d2开通，c电容在充电，电压增大，图1中b点电位被钳位至vin，a点电位被钳位至零，ab之间的电压被钳位在-vin，由于c上存在电荷，且正在增大，即谐振电感上承受同样大小电压，导致变压器原边电压为vin-vlr逐渐减小。因此由于变压器的原副边电压成比例关系，整流管dr1、dr4的关断电压也被钳位住，关断电压尖峰vrect被抑制为(vin-vlr)/n(n为原副边变比)，且电容c1容值越大，vrect越小。因此由于钳位二极管d2的存在，可以起到整流管dr1、dr4关断电压尖峰钳位的作用，其关断尖峰被抑制住。同时，由于钳位电容c的存在，可以加速钳位二极管d2关断，即减小钳位二极管的损耗。

t7-t8：t8时刻钳位二极管d2关断，钳位容c充电结束。原边电流ip电流为负且继续增加，至t8时刻达到反向最大值。q2、q3继续导通，q1和q4仍处于关断状态，整流管dr1、dr4仍关断，整流管dr2、dr3电流逐渐增加。

后半周期t8-t16的开关工作模态和前半周期是相似的，不再赘述，其也实现了开关管q1和q4的软开通，以及整流管dr2、dr3关断时候电压钳位。

由以上分析可知，主电路中的钳位二极管d2和钳位电容c在dr1、dr4关断时候起到抑制关断电压尖峰作用，并减小钳位二极管的损耗。同理，钳位二极管d1和钳位电容c在dr2、dr3关断时候也起到抑制关断电压尖峰作用，并减小钳位二极管的损耗。并且，可以通过适当增大电容c的容值，以降低整流管关断时钳位电压的尖峰值，并且同时降低钳位二极管的功率损耗。谐振电感，与四个开关管的输出电容谐振，实现了开关管的软开关。

基于钳位二极管加电容型软开关全桥变换器，采用不对称控制方法，可以产生占空比d直接控制开关管，使得电路获得真正意义上的零占空比控制，并且轻载和空载工作特性相更加出色。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。