一种功率因数校正电路及其控制方法与流程
本发明涉及电子电路，具体涉及数字功率因数校正电路及其控制方法。
背景技术：
功率因数校正(pfc)电路被广泛应用于电源转换系统中，用于校正电流的相位，提高电路的功率因数，减少系统损耗。
通常来讲，pfc电路的输入电压vin为馒头波形，由正弦波形的市电经过整流后所得。为了实现pfc控制，输入电流iin需跟随输入电压vin的波形，并且两者的相位需要一致。如图1所示，输入电流平均电流iin_avg的波形被控制呈正弦波形，以跟随输入电压vin的波形和相位，从而提高电路的功率因数。
在现有技术中，通常是基于pfc电路的电感电流峰值ipk来生成pfc电路主开关的控制信号，从而实现pfc控制。该方法主要存在两个问题：首先，电感电流峰值ipk的检测电路比较复杂；其次，通过该方法实现pfc控制后，其输入电流平均值iin_avg的波形并不是完美的正弦波形，尤其是在断续电流模式下，从而导致pfc电路的功率因数较低，影响pfc电路的效率。
技术实现要素：
本发明的目的在于解决现有技术的上述技术问题，提出一种基于pfc电路的输出功率实现pfc控制的电路和方法。本发明提出的pfc电路的控制电路和控制方法，电路结构比较简单，并且电路的功率因数较高，有效地提高了电路效率。
根据本发明一实施例的功率因数校正(pfc)电路的控制方法，所述pfc电路具有包括至少一个功率开关的功率电路，所述控制方法包括：基于输入电压生成输入电压有效值；基于输出电压和输出电压基准信号生成误差补偿信号；基于误差补偿信号、输入电压有效值、第一固定时长和第二固定时长，输出导通时长信号；基于输入电压、输出电压、第一固定时长、输入电压有效值和误差补偿信号，输出导通延时信号；以及基于输入电压、输入电压有效值、误差补偿信号、第二固定时长和pfc电路的电感的电感值，输出关断电流信号；其中，所述第一固定时长对应于pfc电路处于断续电流模式和临界电流模式分界点时的输出功率，所述第二固定时长对应于pfc电路处于临界电流模式和连续电流模式分界点时的输出功率。
根据本发明一实施例的功率因数校正(pfc)电路的控制方法，所述pfc电路具有包括至少一个功率开关的功率电路，所述控制方法包括：基于输入电压生成输入电压有效值；基于输出电压和输出电压基准信号生成误差补偿信号；基于误差补偿信号、输入电压有效值、临界上限误差补偿值和临界下限误差补偿值，输出导通时长信号；基于输入电压、输出电压、临界下限误差补偿值、输入电压有效值和误差补偿信号，输出导通延时信号；以及基于输入电压、输入电压有效值、误差补偿信号、临界下限误差补偿值和pfc电路的电感的电感值，输出关断电流信号；其中，所述临界下限误差补偿值对应于pfc电路处于断续电流模式和临界电流模式分界点时的输出功率，所述临界下限误差补偿值对应于pfc电路处于临界电流模式和连续电流模式分界点时的输出功率。
根据本发明一实施例的pfc电路的控制电路，所述pfc电路具有功率开关，所述控制电路包括：模数转换电路，接收输入电压和输出电压，输出输入电压数字信号和输出电压数字信号；计算模块，基于输入电压数字信号和输出电压数字信号，输出导通时长信号、导通延时信号和关断电流信号；比较电路，基于关断电流信号和电感电流检测信号，输出比较信号；以及脉冲发生模块，基于比较信号和导通延时信号控制pfc电路的功率开关的导通，基于导通时长信号控制pfc电路的功率开关的关断；其中，所述导通时长信号的最小值被固定为第一固定时长，最大值被固定为第二固定时长。
根据本发明一实施例的pfc电路，包括前述控制电路，还包括：功率电路，具有输入端和输出端，所述输入端接收输入电压，所述输出端提供输出电压，所述功率电路包括至少一个功率开关。
附图说明
图1示出了pfc电路工作在不同的电流模式下的输入电流iin的波形；
图2示出了现有的pfc控制电路20的模块示意图；
图3示出了根据本发明一实施例的pfc电路30的电路结构示意图；
图4示出了根据本发明一实施例的pfc控制电路的各控制信号tdly、ton和ivalley的波形示意图；
图5示出了根据本发明一实施例的临界电流模式下，功率开关控制信号g1与导通时长信号ton的关系；
图6示出了根据本发明一实施例的断续电流模式下，功率开关控制信号g1与导通时长ton和导通延时信号tdly的关系；
图7示出了根据本发明一实施例的连续电流模式下，功率开关控制信号g1与导通时长ton和关断电流信号ivalley的关系；
图8示出了根据本发明一实施例的计算模块80的模块结构示意图；
图9示出了根据本发明一实施例的计算模块90的模块结构示意图；
图10示出了根据本发明一实施例的pfc电路的控制方法100；
图11示出了根据本发明一实施例的pfc电路的控制方法110。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。
在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和/或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。应当理解，当称元件“连接到”或“耦接到”另一元件时，它可以是直接连接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件。相反，当称元件“直接连接到”或“直接耦接到”另一元件时，不存在中间元件。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。
图1示出了pfc电路工作在不同的电流模式下的输入电流iin的波形。由图1可见，pfc电路的控制电路需要决定pfc电路的导通延时信号tdly、导通时长信号ton和关断电流信号ivalley。其中，导通延时信号tdly表征pfc电路工作于断续电流模式(dcm)时的pfc电路的主开关关断后电流过零到再次开通之间的时长。导通时长信号ton表征pfc电路主开关在一个开关周期内的导通时长。关断电流ivalley表征pfc电路输入电流的最小值。在断续电流模式下，主开关的导通时长信号ton和导通延时信号tdly为主开关控制信号的控制变量。在临界电流模式(crm)下，主开关的导通时长信号ton为主开关控制信号的控制变量。在连续电流模式(ccm)下，主开关的导通时长信号ton和关断电流信号ivalley为主开关控制信号的控制变量。
图2示出了现有的pfc控制电路20的模块示意图。如图2所示，pfc控制电路20包括：延时计算模块201、导通时长计算模块202和关断电流计算模块203。其中，延时计算模块201基于电感电流峰值信号ipk、电流基准信号iref和模式指示信号mi确定导通延时信号tdly；导通时长计算模块202基于电感电流峰值信号ipk、电流基准信号iref、模式指示信号mi和输入电压vin确定导通时长信号ton；关断电流计算模块203基于电感电流峰值信号ipk、电流基准信号iref和模式指示信号mi确定关断电流信号ivalley。电流基准信号iref对应于图1所示的输入电流平均值iin_avg。此处pfc控制电路20应用于具有boost拓扑的开关电路，因此，电感电流等同于输入电流。
电感电流峰值信号ipk的检测电路非常复杂，并且基于电感电流峰值信号ipk实现的pfc控制电路产生的输入电流iin的波形也不理想，尤其是在断续电流模式下，很难实现输入电压iin的平均值的正弦波形。
图3示出了根据本发明一实施例的pfc电路30的电路结构示意图。如图3所示，pfc电路30包括：第一输入端子301和第二输入端子302，接收交流输入电压vac，该交流输入电压vac通常为正弦波形；整流电路303，耦接至第一输入端子301和第二输入端子302，将交流输入电压vac整流成具有馒头波形的输入电压vin；输入电容304，耦接在整流电路303和参考地之间；功率电路305，包括至少一个功率开关pm，所述功率电路305耦接至整流电路303接收输入电压vin，并将输入电压vin转换成所需的输出电压vout，以提供给由电阻rl表示的负载或后级电路；输出电容cl，耦接在输出电压vout和参考地gnd之间；pfc控制电路306，接收输入电压vin、输出电压vout和电感电流检测信号il，并且基于输入电压vin、输出电压vout和电感电流检测信号il，生成功率开关控制信号g1，提供至功率电路305的功率开关pm的控制端，以控制功率电路305的功率转换。
在图3中，功率电路305包括具有boost拓扑的开关电路，包括电感l1，功率开关pm和二极管d1。功率开关pm由pfc控制电路306提供的功率开关控制信号g1控制，与二极管d1交替通断，控制电感电流il和输出电压vout。在其他实施例中，二极管d1也可由具有控制端的功率开关替代。在其他实施例中，功率电路305也可以具有其他拓扑结构，如buck-boost等。
在图3实施例中，pfc控制电路306包括：模数转换电路3061，接收输入电压vin和输出电压vout，输出输入电压数字信号vind和输出电压数字信号voutd；计算模块3062，基于输入电压数字信号vind和输出电压数字信号voutd，输出导通时长信号ton、导通延时信号tdly和关断电流信号ivalley；比较电路3064，基于关断电流信号ivalley和电感电流检测信号il，输出比较信号vcp；以及脉冲发生模块3063，基于比较信号vcp和导通延时信号tdly控制pfc电路的功率开关pm的导通，基于导通时长信号ton控制pfc电路的功率开关pm的关断；其中，所述导通时长信号ton的最小值被固定为第一固定时长ton(p0)，最大值被固定为第二固定时长ton(p1)。
应当理解，pfc控制电路306接收的输入电压vin和输出电压vout包括经过以及未经过分压处理后的电压信号。
模数转换电路3061接收输入电压vin和输出电压vout，并分别将其转换成输入电压数字信号vind和输出电压数字信号voutd。因此，输入电压vin和输入电压数字信号vind，输出电压vout和输出电压数字信号voutd，只是信号形式不同，本质上是相同的。
所述比较电路3064接收关断电流信号ivalley和电感电流检测信号il，在电感电流检测信号il下降至关断电流信号ivalley时，比较电路3064翻转，比较信号vcp有效。在电感电流检测信号il大于关断电流信号ivalley时，比较信号vcp无效。
在图3实施例中，pfc控制电路306还包括数模转换电路3066，将计算模块3062输出的数字的关断电流信号ivalley转换成模拟信号。比较电路3064包括模拟的比较器，接收转换成模拟信号后的关断电流信号ivalley和电感电流检测信号il，输出比较信号vcp。
在其他实施例中，数模转换电路3066并不必需，电感电流检测信号il可以由模数转换电路转换成数字信号后再与关断电流信号ivalley比较，比较电路3064可以包括数字比较器。
此处本发明的用意在于得到关断电流信号ivalley和电感电流检测信号il的比较信号，而不局限于信号的形式。
在图3实施例中，脉冲发生模块3063，接收比较信号vcp、导通延时信号tdly和导通时长信号ton，并输出功率开关控制信号g1控制功率开关pm的通断。从比较信号vcp有效时刻起经过导通延时信号tdly的时间长度，功率开关控制信号g1控制pfc电路的功率开关pm的导通。功率开关pm导通后，经过导通时长信号ton的时间长度，功率开关控制信号g1控制pfc电路的功率开关pm的关断。
图4示出了根据本发明一实施例的pfc控制电路的各控制信号tdly、ton和ivalley的波形示意图。根据图4所示，导通延时信号tdly、导通时长信号ton和关断电流信号ivalley的值在不同的工作模式下是不同的。
在临界电流模式(crm)下，导通时长ton可用公式(1)来表示：
其中，l1表征功率电路305中所包含的电感，同时也表示其电感值，pin为pfc电路的输入功率，pout为pfc电路的输出功率，vin_rms为输入电压vin的有效值，vcomp为基于输出电压数字信号voutd和输出电压基准信号voref生成的误差补偿信号。由公式(1)可见，误差补偿值vcomp反映了输出功率pout的大小。因此，当基于误差补偿值vcomp生成导通时长信号ton时，也就相当于是基于输出功率pout生成导通时长信号ton。
输出功率值p0对应于断续电流模式(dcm)和临界电流模式(crm)的分界点，输出功率值p1为临界电流模式(crm)和连续电流模式(ccm)的分界点。当输出功率pout的值为p0时，误差补偿信号vcomp(p0)对应为临界下限误差补偿值，导通时长信号ton值对应为第一固定时长
如图4所示，在本发明实施例中，在断续电流模式下，导通时长信号ton被固定为第一固定时长ton(p0)，在连续电流模式下，导通时长信号ton被固定为第二固定时长ton(p1)。
在断续电流模式下，导通延时信号tdly可由公式(2)表示：
其中，vin既表征输入电压，也表征输入电压vin的值，vout既表征输出电压，也表征输出电压vout的值，ton(p0)为第一固定时长，vin_rms为输入电压有效值，vcomp为基于输出电压数字信号和输出电压基准信号生成的误差补偿信号。
在临界电流模式和连续电流模式下，根据公式(2)计算得到的导通延时信号tdly为负值，在本发明实施例中，导通延时信号tdly的最小值被限定为零。也就是说，在临界电流模式和连续电流模式下，导通延时信号tdly的值被限制为零，如图4所示。
在连续电流模式下，关断电流信号ivalley可由公式(3)计算得到：
其中，vcomp(p1)为输出功率为p1时的误差补偿值，也就是临界上限误差补偿值，ton(p1)为输出功率为p1时的导通时长，也就是第二固定时长。
在临界电流模式和断续电流模式下，根据公式(3)计算得到的关断电流信号ivalley为负值，在本发明实施例中，关断电流信号ivalley的最小值被限定为零。也就是说，在临界电流模式和断续电流模式下，关断电流信号ivalley的值为零，如图4所示。
为叙述简明之故，公式(1)～(3)中均采用了信号或器件的名称来表征信号或器件的量值。
图5示出了根据本发明一实施例的临界电流模式下，功率开关控制信号g1与导通时长信号ton的关系。由图4可知，在临界电流模式下，关断电流信号ivalley和导通延时信号tdly为零，而导通时长信号ton根据输出功率pout的增大而增大，即
图6示出了根据本发明一实施例的断续电流模式下，功率开关控制信号g1与导通时长ton和导通延时信号tdly的关系。由图4可知，在断续电流模式下，关断电流信号ivalley为零，导通时长信号ton固定为第一固定时长ton(p0)，而导通延时信号tdly则根据公式(2)的计算随着输出功率pout的增大而减小。因此，当电感电流检测信号il的值下降至关断电流信号ivalley后，即电感电流检测信号il的值下降至零后，再经过导通延时信号tdly的时间长度后，功率开关控制信号g1导通功率开关pm，随后经过第一固定时长ton(p0)后，功率开关控制信号g1关断功率开关pm，电感电流检测信号il的值下降，至零后再次经过导通延时信号tdly的时间长度后，功率开关控制信号g1重新导通功率开关pm，周而复始。
图7示出了根据本发明一实施例的连续电流模式下，功率开关控制信号g1与导通时长ton和关断电流信号ivalley的关系。由图4可知，在连续电流模式下，导通延时信号tdly为零，导通时长信号ton固定为第二固定时长ton(p1)，而关断电流信号则根据公式(3)的计算随着输出功率pout的增大而增大。因此，当电感电流检测信号il的值下降至关断电流信号ivalley后，功率开关控制信号g1导通功率开关pm，随后经过第二固定时长ton(p1)后，功率开关控制信号g1关断功率开关pm，电感电流检测信号il的值下降，至关断电流信号ivalley后，功率开关控制信号g1重新导通功率开关pm，周而复始。
图8示出了根据本发明一实施例的计算模块80的模块结构示意图。如图8所示，计算模块80包括：误差补偿模块801，基于输出电压数字信号voutd和输出电压基准信号voref，输出表征输出电压数字信号voutd和输出电压基准信号voref之间的误差的误差补偿信号vcomp；有效值计算模块802，基于输入电压数字信号vind，输出输入电压有效值vin_rms；以及导通时长控制模块803，接收误差补偿信号vcomp、输入电压有效值vin_rms、第一固定时长ton(p0)和第二固定时长ton(p1)，基于公式(1)
图8所示计算模块80仅仅示出了各信号之间的关系，不反映真实的电路连接。因计算模块80是基于前述公式(1)～(3)由数字电路实现的，因而其具体电路可以因为使用不同的数字实现方式而不同。例如采用vdhl语言和采用verilog语言来描述前述各模块的信号关系和公式，就可能得到不同的电路。并且同样的数字语言，不同的描述方式也会造成具体电路的差异。因而，本发明不局限于具体的计算单元的实际电路，任意实现前述各信号的功能和相互关系的电路都不脱离本发明实质。
在图8中，除了输入电压和输出电压信息外，导通时长信号ton、导通延时信号tdly和关断电流信号ivalley的计算需要输入所需的参数，例如第一固定时长ton(p0)、第二固定时长ton(p1)和具体应用中所使用的电感l1的电感值。所述第一固定时长ton(p0)和第二固定时长ton(p1)可由用户根据应用的需要来设定。在一个实施例中，这些数据可通过寄存器设置。
图9示出了根据本发明一实施例的计算模块90的模块结构示意图。如图9所示，计算模块90包括：误差补偿模块801，基于输出电压数字信号voutd和输出电压基准信号voref，输出表征输出电压数字信号voutd和输出电压基准信号voref之间的误差的误差补偿信号vcomp；有效值计算模块802，基于输入电压数字信号vind，输出输入电压有效值vin_rms；以及导通时长控制模块903，接收误差补偿信号vcomp、输入电压有效值vin_rms、临界上限误差补偿值vcomp(p0)和临界下限误差补偿值vcomp(p1)，基于公式(1)
与图8所示的计算模块80相比，图9所示的计算模块90需要用户输入临界下限误差补偿值vcomp(p0)、临界上限误差补偿值vcomp(p1)和具体应用中所使用的电感l1的电感值。
临界下限误差补偿值vcomp(p0)对应于输出功率pout＝p0时的误差补偿信号vcomp的值，第一固定时长ton(p0)对应于输出功率pout＝p0时的导通时长信号ton的值，因此，临界下限误差补偿值vcomp(p0)和第一固定时长ton(p0)均体现了处于临界电流模式和断续电流模式分界点时的输出功率pout。临界上限误差补偿值vcomp(p1)对应于输出功率pout＝p1时的误差补偿信号vcomp的值，第二固定时长ton(p1)对应于输出功率pout＝p1时的导通时长信号ton的值，因此，临界上限误差补偿值vcomp(p1)和第二固定时长ton(p1)均体现了处于临界电流模式和连续电流模式分界点时的输出功率pout。用户通过设置临界上限误差补偿值vcomp(p1)和临界下限误差补偿值vcomp(p0)来界定各电流模式，与通过设置第一固定时长ton(p0)和第二固定时长ton(p1)来界定各电流模式，其本质上是一样的。当然，任意对应于输出功率pout的其他参数也可以用于本发明。
图10示出了根据本发明一实施例的pfc电路的控制方法100，所述pfc电路包括具有至少一个功率开关的功率电路，所述控制方法100包括：步骤101，基于输入电压生成输入电压有效值；步骤102，基于输出电压和输出电压基准信号生成误差补偿信号；步骤103，基于误差补偿信号、输入电压有效值、第一固定时长和第二固定时长，输出导通时长信号ton；步骤104，基于输入电压、输出电压、第一固定时长、输入电压有效值和误差补偿信号，输出导通延时信号tdly；步骤105，基于输入电压、输入电压有效值、误差补偿信号、第二固定时长和pfc电路的电感的电感值，输出关断电流信号ivalley；其中，所述第一固定时长对应于pfc电路处于断续电流模式和临界电流模式分界点时的输出功率，所述第二固定时长对应于pfc电路处于临界电流模式和连续电流模式分界点时的输出功率。
在一个实施例中，所述步骤103包括：基于公式(1)
在一个实施例中，所述步骤104包括：基于公式(2)
在一个实施例中，所述步骤105包括：基于公式(3)
在一个实施例中，所述控制方法100还包括：步骤106，基于导通时长信号确定pfc电路的电流模式；其中，在导通时长小于等于第一固定时长时，使pfc电路工作在断续电流模式下；在导通时长大于等于第二固定时长时，使pfc电路工作在连续电流模式下；以及在导通时长大于第一固定时长并且小于第二固定时长时，使pfc电路工作在临界电流模式下。
图11示出了根据本发明一实施例的pfc电路的控制方法110，所述pfc电路包括具有至少一个功率开关的功率电路，所述控制方法包括：步骤111，基于输入电压生成输入电压有效值；步骤112，基于输出电压和输出电压基准信号生成误差补偿信号；步骤113，基于误差补偿信号、输入电压有效值、临界上限误差补偿值和临界下限误差补偿值，输出导通时长信号ton；步骤114，基于输入电压、输出电压、临界下限误差补偿值、输入电压有效值和误差补偿信号，输出导通延时信号tdly；步骤115，基于输入电压、输入电压有效值、误差补偿信号、临界下限误差补偿值和pfc电路的电感的电感值，输出关断电流信号ivalley；其中，所述临界下限误差补偿值对应于pfc电路处于断续电流模式和临界电流模式分界点时的输出功率，所述临界下限误差补偿值对应于pfc电路处于临界电流模式和连续电流模式分界点时的输出功率。
在一个实施例中，所述步骤113包括：基于公式(1)
在一个实施例中，所述步骤114包括：基于公式(2)
在一个实施例中，所述步骤115包括：基于公式(3)
在一个实施例中，所述控制方法110还包括：步骤116，基于误差补偿信号的值确定pfc电路的电流模式；其中，在误差补偿信号小于等于临界下限误差补偿值vcomp(p0)时，使pfc电路工作在断续电流模式下；在误差补偿信号大于等于临界上限误差补偿值vcomp(p1)时，使pfc电路工作在连续电流模式下；以及在误差补偿信号大于临界下限误差补偿值vcomp(p0)并且小于临界上限误差补偿值vcomp(p1)时，使pfc电路工作在临界电流模式下。
虽然已参照几个典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。
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