一种双环全谐振型软开关变换器的制作方法
本发明涉及开关电源变换器技术领域，特别是涉及一种双环全谐振型软开关变换器。
背景技术：
在功率电子学领域，将一种电能转换为另一种电能，如直流对直流，也可以交流对直流，直流对交流。这里指输入直流电压，转换成另一种直流电压值，提高开关频率来减小变压器的尺寸，而且，实现稳压功能，提高转换效率，设备小，成本低，小型轻便型化，也就是说提高了功率密度。如工频变压器，体积和重量十分大，而且输出电压随输入电压的高低变化而变化，频率越高，体积越小，重量越轻，电力电子技术革命，也是变换器技术的革命。
在开关变换器中，设法使担任调整作用的功率管电流按照正弦波规律变化，开关管在电压为零时的开通与关断，电流在零时的开通与关断，这时的变换器效率达到最高的局限点，此时不能调节输出电压的高低变化，通过改变工作原理与结构，尽可能达到最低损耗的转换，更高效，更高频率的使用，可以让变压器做的更小，也由此提高了变换器的功率密度。
应用软开关技术的变换器较传统硬开关的变换器具有变换效率高，电磁干扰小，而且能够提高功率密度，因而获得了广泛的应用。所占的比例也越来越高，研究与应用新的软开关技术已成为开关变换器领域的重点和主流。
从变换器的发展史与里程碑上，最早的技术，也可以称之为一代技术，如图(2)的半桥与图(3)的全桥，为完全的硬开关，即高电压大电流的导通与关断，而且，每一只管还要如图示的rc吸收器，r存在比较大的损耗，转换效率低，开关频率低，设备大，成本高，属于低端低技术含量。第二代应当属于移相电路，或者有限双极性电路，也叫伪相移方式。如图(4)，移相型，q1与q2，q3与q4都是几乎全脉宽的移动角度，来形成占空比调制。因为始终满脉宽，关断开关管的电感励磁电流会产生另一只管的零电压导通，根本不需要rc吸收器，q3、q4是超前臂，实现zvs(零压)导通，q1、q2滞后臂实现zvs(零流)关断。q3、q4的超前臂并一小电容，可以减小大电流关断的损耗，但由于死区时间短，而且是固定，轻载空载的占比非常小，即导通时间十分短，电流十分小，不能对c3、c4的充满与放完电的过程，导通失去zvs(零压)，此电容会被管子吸收而产生损耗，使用的频率比硬开关高一些，但也不能更高许多。
为了解决这一不足，采用伪相移即有限双极性电路，如q1、q2全脉宽固定导通时间，而q3q4采用可变脉宽pwm化，大电流下pwm高，死区时间短，但很短时间就能对c3、c4的充满电与放完电，而在轻载、空载的下，pwm低，q3、q4的导通时间非常短，但死区时间非常大，由于q1、q2的固定导通时间不变，始终在回路构成导通状态，而且变压器留一点气隙，让初级电感量减小一些，增大励磁电流，这样，由于有足够的时间对c3、c4的充放电，采用增大一些电容量，可更多地减小q3、q4的关断损耗。
由于输出通过整流二极管之后串联lo的电感器，lo电感续流，导致d1、d2的硬转换过程，存在反向恢复时间，整流二极管的损耗比较大。故二代不论是移相电路还是有限双极性电路，称之边缘谐振型软开关，但实际上，还是显示硬开关特性。软的成分与效果相当有限。
那么到了第三代llc多谐振型软开关，如图(5)所示，由lblrcr构成。当开关频率工作在谐振频率，即
那么也就是说存在一定的自相矛盾，频率低时，励磁电流叠加形成无转换功率的电流大损耗大，而频率高时，需要由1/2×2cu2f的数值增大，但励磁电流却反而在减小，相反，故只有工作在谐振频率点上的效率最高，一旦偏离越大，无论更高频率，还是更低频率，转换效率都大大降低了。输出整流二极管不串联电感滤波，而是由电容直接滤波，属于零流通与断，损耗比较小。这种llc多谐振变换器为第三代技术，效率与频率均高于二代的移相与有限双极性。
第四代称之准谐振型软开关变换器，如图(7)所示c1+c2为谐振电容，以cr代替。该电路的原理，最高频率设计在lr与cr的谐振频率，开关频率总是低于谐振频率或最高到谐振频率点上，设半周导通时间为ton，采用固定脉宽变频率即pfm的模式，设谐振频率为ft，开关频率为fo，当fo为0.6ft～ft之间，满占空比，而低于0.6ft时，完全进入pfm化，由于d1、d2的钳位作用，回路电流总是工作在正弦波电流状态，即零电流导通与零电流关断，双零系统而称准字，叫准谐振型软开关，一旦工作频率不断降低，在0.6ft以下时，由于pfm化同样占空比出现(称pfm占空比)，死区时间的存在，尽管零流导通与关断关系，但失去了零电压导通条件了，故结电容被开关管吸收而产生损耗，这个输出功率的值pw＝2×1/2cu2f，与f成比例关系,频率降低输出功率减小，故改变频率的范围十分大，如果为了限制频率范围，当导通周期小于谐振周期，进入大电流关断，失去零电流关断。
还有一种变换器方式，如图(9)，采用两级方式，一级固定频率，设计在lrcr的谐振频率为开关频率。这一级是完全的正弦波电流的零流导通与关断，零电压的导通与关断，效率最高，hv+与hvo为调幅，其值大小决定了输出电压的高低，增加另一级buck即降压电路，由lo，q3，d1构成，但q3开关管却工作在高电压大电流的导通与关断，存在比较大的损耗。由于调幅电压hv+与hvo之间的转换效率最高，综合效率还是非常高的。这种方式也得到普通的实际应用，但如何提高动态响应速度，也是有讲究的电路原理与控制方式。
技术实现要素：
为了克服现有技术的不足，本发明提供一种双环全谐振型软开关变换器，其将二、三四代各有所长的复合利用，产生了一个新的拓扑结构的电路原理与工作方式。
为解决上述技术问题，本发明提供如下技术方案：一种双环全谐振型软开关变换器，包括有限双极性的llc全桥主谐振电路和辅助谐振半桥即lc辅助谐振电路，实现全桥四管的全软开关化，其特征在于，所述llc全桥主谐振电路和lc辅助谐振电路双谐振产生了双软开关，即零电压开通与零电流关断，实现功率开关管极其微小的几乎没有什么损耗的转换过程，大大提高了转换效率，还能够提高开关频率，实现了高效率小型化变换器；所述llc全桥主谐振电路由主谐振lb、lr、cr构成，有限双极性全桥电路结构控制方式，q3、q4总是比q1、q2提前关断，q3、q4脉宽调制pwm化，由lb与lr、cr串联回路所产生的励磁电流来保证q3、q4所并联电容c6、c5充满电与放完电后,从而产生零电压开通，c5、c6电容越大，q3、q4的关断损耗也越小，但不能过大；q1、q2固定脉宽同样并联电容器c3、c4，由半桥谐振，c1、c2串联分压为输入电压的一半，由lo在导通半周期时间里，产生励磁电流，q1、q2关断之后，lo与c3+c4产生谐振，与q1、q2所并联的电容c3、c4因充满电或放完电，而产生零电压开通，c3、c4电容越大，关断损耗越小，但不能过大；全桥所有四只开关器件都并联电容器，形成关断时间即toff后，开关管如mosfet的vds波形为梯形波，低dv/dt变化率，关断由大电流到零的时间里，vds处于相当低的电压状态，损耗系数p＝i×v，由此变小，转换过程损耗被转移至电容器吸收，是本拓补技术最大的特征，也通过有限双极性的技术特征，完美的相结合的特点，产生了特别大的效果，从而使开关的转换动态过程的损耗足够小，从而进一步提高开关频率，与通常技术相比，在同样的开关管散热器与变压器一样大小的前提下，能够提供更大的输出功率，如果使用更高的开关频率，更小的变压器尺寸，使设备小型化，从而实现高效率、低成本、小型化。
作为本发明的一种优选技术方案，所述软开关变换器不仅有主谐振的lb、lr、cr，还有辅助谐振lo(c3+c4)，即llc+lc模式，并且与有限双极性电路技术特征相结合的特点完美的相结合，从而大大提高了变换器的技术与性能。
作为本发明的一种优选技术方案，利用变压器的初次级匝数比来决定输出电压的高低，q1、q2、q3、q4可以是功率场效应晶体管mosfet，或绝缘栅双极性晶体管igbt，也可以是双极性晶体管bjt。
作为本发明的一种优选技术方案，所述变压器原边所并联的电感器lb通常不单独存在，而是利用变压器留气隙大小来决定其lb值的大小。
作为本发明的一种优选技术方案，所述变压器的漏电感也是串联谐振电感器lr的一部分，改变变压器绕组结构，增大漏电感，或者由于输出电压低，漏电感比较大，谐振电感lr可以由变压器的漏电感直接取代，而且变压器磁芯有气隙，即lb与lr集中在变压器里面，形成变压器，lb电感与lr电感三合一化，仍然为llc化。
作为本发明的一种优选技术方案，在q3、q4任何占空比之下，都能满足零电压导通所需要的lb的数值，同样，q1q2是固定脉宽的占空比，只要满足q1q2的零电压导通下的lo的数值即可。
作为本发明的一种优选技术方案，开关工作频率可以为固定频率，也可以为变频的方式，无论高于谐振频率，还是低于谐振频率。
与现有技术相比，本发明能达到的有益效果是：本发明软开关变换器采用有限双极性拓补结构原理，由于功率开关管器件的并联电容比较大，软化的效果好，转换过程的交流动态损耗非常小，同时，减缓了开关管电压的上升与下降时间曲线，根据这一曲线为梯形波的轨迹，损耗转移吸收而大大减小了，充分降低了开关管的开关损耗。而且emi减小，电路工作系统容易稳定，可靠性也提高了，不仅大大的提高了效率，同时，可以大大的提高使用频率，可以实现设备的小型化，也降低了成本。可以在一样频率一样的变压器大小规格下，输出更大的功率，由于开关器件功率管损耗大大减小，因而减小所需散热器的尺寸，同时，可以进一步提高开关频率，减小变压器尺寸，而实现设备的更加小型化，低成本化，也从而提高转换器的功率密度。
附图说明
图1是本发明双谐振型全软开关变换器的原理图；
图2是一代硬开关半桥变换器的结构原理图；
图3是一代硬开关全桥变换器的结构原理图；
图4是二代边缘谐振的移相型与有限双极性电路的结构原理图；
图5是三代llc多谐振型软开关变换器电路结构原理图；
图6是llc的lr的电流波形图；
图7是四代lc准谐振软开关变换器的电路结构原理图；
图8是开关管导通的正弦波电流图；
图9是二级、一级以零电压零电流导通关断的连续正弦波电流图；
图10是双环全谐振型软开关变换器的q1与q3，q3与q4的驱动波形所对应的谐振电流波开ir,lb的励磁电流ilb输出整流二极管的电流波形图；
图11最大实现q1与q2固定脉宽，q3与q4最大pwm脉宽，即左右两臂的分别ds极波形图；
图12是pwm减小下的两边ds电压波形图；
图13是pwm继续减小下的两边ds电压波形图；
图14pwm在非常小的条件下的两边ds电压波形图。
图15是q1q2q3q4主回路llc谐振回路变换器的pwm占空比大的近正弦波电流波形图；
图16是占空比减小下的驱动与回路的电流波形图；
图17是占空比减小减小下的驱动与回路的电流波形图；
图18是占空比再减小下的驱动与回路的电流波形图；
图19是非常小占空比与最小占空比下的驱动与回路电流波形图；
图20是非常小占空比与最小占空比下的驱动与回路电流波形图；
图21是开关管ds波形与回路正弦波电流波形图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
请参照图1所示，一种双环全谐振型软开关变换器，是llc多谐振原理与有限双极性技术原理相组合的方式，lblrcr多谐振，lr与cr是主串联谐振，lb与变压器原边的并联谐振，提供最小的励磁电流的电感能量，无论q3、q4的占空比大小，输出功率的大小，q3、q4、的占空比小于q1、q2，提前关断一定时间，q1、q2继续导通的，对c5c6的充放电，产生q3q4的零电压导通，如果输出功率减小，即q3、q4、pwm的占空比小了，死区时间更大，lb由q1、q2的继续导通提供对c5、c6的充放电，在全范围pwm调制下，q3、q4始终都是零电压导通的。由c1、c2分压的半桥lr(c3+c4)励磁电流产生储能lb的电感能量，通过lc谐振回路，q1、q2也构成零电压的导通条件。这里指固定开关频率。
本发明这样解决上述问题的，由b,c,d构成一个主回路，bc为变压器原边电压，第一晶体管q1导通，第三晶管q3同时也导通，然后q3总是比q1提前关断，进入变压器空载，b-c的等效电阻为最大，此时，lb的电感产生的励磁电流由b、c到d点的导通回路，对c5、c6充电至d点电平处于vin+电压，此时q4的电压就出在零电压状态，等待q4导通。同理，第二晶体管q2导通，第四晶体管q4同时也导通，然后q4总是比q2提前关断，假如变压器空载，b-c之间的电阻最大，此时，lb的电感产生的励磁电流，由b、c到d点的导通回路，对c5c6放电至d点电平处于vin-电压，此时q3的电压就处在零电压状态，等待q3导通。lr与cr为串联谐振电路。
本发明的辅助谐振电路，由c1、c2串联，a点电压处于中点，即1/2vin。第一晶体管q1导通之后，lo产生了励磁电流，当q1关断时，lo的电感能量释放，lo与c3、c4的产生的谐振后,b点由q1的导通在vin+的电压，下降至vin-的电压点，第二晶体管q2处于零电压位置，等待零电压导通，同理，第二晶体管q2导通之后，lo产生方向相反的励磁电流，当q2关断时，li的电感能量反向释放，lo与c3、c4c的产生的谐振后，b点由零电压vin-上升至vin+的电压点，等待q1的零电压导通，由此反复过程。
由于晶体管内部均有反向二极管，如果对于双极管bjt内部无反向二极管的话，需要外面并联反向二极管，对于b点与d点，电压均不会高于vin+电压，也不会低于vin-负电压，在vin+与vin-电压之间摆动。
按照本发明提供的由两部分谐振电路构成。一部分为主谐振，另一部分为辅助谐振，故称之双谐振电路，实现全软开关变压器电路。q1、q2、q3、q4全部并联电容器，在同样都能产生零电压导通的前提下，这一电容的存在，可以构成零电压，或低电压的关断过程，由于损耗功率i×v，由v值非常小，而产生的这一损耗系数减小，也就是功率开关管的关断损耗转移至电容，并得到充分的吸收，因这一损耗十分小，从而产生了高效率变换器。如图(10)所示，驱动电压波形，回路电流ir励磁电流ilb,输出整流管电源波形。
由于辅助谐振仅仅为lo与(c3+c4)的固定常数，故q1、q2的上升与下降时间a点不是通用技术的vds垂直波，而是梯形波，倾斜度即tds总是固定与相等的，但对于主谐振lblrcr回路中，输出功率大小产生的电流同样有大小，占空比同样存在大小，那么关断电流不一定是近零关断，存在开关管关断的电流也不是一样大小的，故d点同样不是垂直波，也是梯形波，但上升与下降的时间不是一样大小的，即对c3、c4的充放电速度因电流大小的变化导致的倾斜率大小不恒定，空载或轻载由于变压器的初级的电阻十分大，仅靠lb的励磁电流小，这时的倾斜率就比较大了。看看实测占空比大小不同情况下，属于占空比变化的这一个桥臂的tds几乎差不了多少。
输出整流管直接电容滤波，整流二极管同样是零电流下导通与关断，在高频率下，必须采用快恢复或超快恢复二极管。
本发明提供的双谐振型全软开关变换器，不但可以充分利用谐振回路传递能量的能力，在同样的变压器，功率管一样参数，一样的散热器条件下，能够向负载提供更大的电流，输出更大的功率，而且，进一步改进的电路中，功率管实现零电压开通，零电流关断，转换损耗大大降低。
这样还可以进一步地提高开关频率，那么变换器的变压器随之更小，继而实现小型化，低成本化。同时，零电压导通，开关管波形梯形化降低了dv/dt的电压变换率，降低电磁辐射。因此本发明提供的双谐振型软开关变换器具有电磁干扰小，效率高，成本低等突出特点。
具体的，基本电路，如图(1)所示，lblrcr为全桥电路的主谐振llc电路q3、q4比q1、q2提前导通，q1、q2的继续导通，回路继续流通电流,对c5、c6的充放电，如d点到达vin+，此时q4零电压导通，如d点到达vin-，此时q3零电压导通。
采用伪相移即有限双极性控制电路，具体要求，q3、q4的最大占空比比q1、q2、要小一些，如更低3％左右，即0.03全周期的时间，在最小回路电流下，仍然可以让c5、c6的充满与放完的时间过程。从而实现q3、q4零电压导通，由于q1、q2并联电容，需要在一定时间里能够让b点上达vin+而产生q1的零电压导通，b点下达至vin-而产出q2的零电压导通，由于辅助谐振电流即电感lo让c3、c4的充满与放完的过程，那么q1、q2的脉宽不能达到50％，为47％，留下3％为谐振时间周期。如果未能充满电与放完电过程，q1、q2的管子就不一定在零电压，而是一定电压的条件下导通，由此失去了完全零电压的开通条件。
由于q3、q4是pwm调制，占空比变化，导通时间是可变的。设定最大的脉宽为lrcr的正弦波半周，假如没有lb的存在，变压器原边电阻串联，设开关管，输出二极管，变压器都是理想状态，即晶体管结电容与变压器匝电容忽略不计，此时当然是零电流关断，有lb则叠加了励磁电流，在半周时间产生的峰值电流下关断，此电流十分小。但占空比变化，导通时间改变，变小了，按照正弦波电压值规律，v＝vo(峰值)sin2πft，如半周180度,为0，随着导通时间的缩短，电压值，在此视为电流值随着正弦波规律的曲线而加大，当一半半周期即90°时，sin90°＝1，此时为正弦波的最大值，再减小，又由1的最大值开始减小。那么q3、q4通常是在一定的电流值下关断的，c5、c6的电容存在，将此电流产生的能量转移至电容而吸收。
由此而大大减小了这一关断的损耗，转换效率提高，对于q1、q2也是如此，并联c3、c4电容也是减小了关断损耗的，由此转换效率提高。实际结果是固定脉宽的q1q2的损耗比q3q4大一些，就是q1q2两个支路，一个是主回路的llc,另一路是lc辅助谐振，两路叠加的结果。
那么lo(c3+c4)的辅助谐振，lo的电流是三角波。不论主谐振的llc，还是辅助谐振lc，电感的能量通常大于管子并联电容的能量，由于q1、q2与q3、q4均有内部反向二极管，对于igbt与bjt器件，如果没有内部这一反向二极管的话，就需要在外部并联快速反向二极管，在于通过钳位的反向二极管钳位于vin+电压与vin-电压，超过的能量被输入电压所吸收。
该发明技术的llc+lc的双谐振拓补方式，从实验的效果来看，参考波形，开关管的ds波，回路的不同占空比下的波形，一目了然。
本发明技术的双谐振型软开关变换器，最后阐述与说明。
低损耗高效率是这样实现的。在现有技术中，开关功率管不并联电容，而且都不是零电流而是大电流关断的。就是第三代的llc多谐振型软开关变换器，尽管得到普遍应用，仍然还不是最高效率的变换器，如通常比较大的关断电流，功率管的ds极的dv/dt十分高，通常仅几十纳秒时间，小于100纳秒，那么功率管同样会在短时间里进入高电压，大电流的区间存在一定的损耗。本结构原理，所有四个开关器件并联电容器，那么，开关轨迹由方波变成了梯形波，时间达几百或五百纳秒以上，远高于开关的关断时间，而产生零电流关断，因此损耗减小，提高转换效率，转换效率高于现有的llc多谐振变换器，从而实现开关变换器转换效率的进一步提高。
本发明的实施方式不限于此，按照本发明的上述实施例内容，利用本领域的常规技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，以上优选实施例还可以做出其它多种形式的修改、替换或组合，所获得的其它实施例均落在本发明权利保护范围之内。
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