一种单电感多输出直流/直流转换器的制作方法

本发明涉及一种直流/直流转换器，特别是一种单电感多输出的直流/直流转换器。

背景技术：

当今的许多电子系统都要求能达到微型化，以符合消费者所期待的随身可听及可穿戴式功能，尽管其外型很小仍必须具有相当的长电池寿命。但是，电子装置的尺寸确实会限制电池的容量。人们期待他们所拥有的随身可听、可穿戴式、以及其他利用微型电池供电的电子装置可以长时间及可靠的工作。

从设计者的观点而言，为了支撑这些微小型电池供电的电子装置运作，形状因子(formfactor)的限制使得能于充电周期间隔时间维持长时间运作的小型化锂电池变得必要。电源供应的设计必须要能达到每一个子系统独特而多样的电压要求。工程师面对上述日益增加的技术挑战，尝试着将所有必要的产品特征容置于具有小巧形状因子(formfactor)的耳机或穿戴设备，如戒指、手镯、或皮肤贴片内。

为了应付小尺寸解决方案当中易于安装以及低热扰动的要求，利用相对节省空间的单电感器多输出(single-inductormultiple-output；simo)技术的小型低功率的功率管理集成电路(powermanagementics)是非常适合上述这些系统的应用。

单电感器多输出(simo)架构利用与较小装置整合功能而避免使用多个分立组件，对要求严格散热性能的微小型电子装置提供一较佳的解决方案。单电感器多输出(simo)直流-直流转换器的概念的出现是为了克服传统转换器的缺点，例如，其需要多个电感器和控制器，复杂且高成本。单电感器多输出(simo)转换器能于仅有一个电感器情况下支持多输出，因此它可以最大限度地减少组件数量，进而降低生产成本。明显地，其使用的印刷电路板面积亦可以大大地减小，进而使电子装置小型化。

如图1a所示的先前技术，一单电感器多输出(simo)直流-直流转换器可以支持四个输出(vo1、vo2、vo3及vo4)，同时仅使用一个电感器(l)，该电感器通过一个simo控制电路和逻辑101操作时间多工(time-multiplexing)控制方案来控制所有开关的开启/关闭并产生工作周期。这些工作周期讯号被产生用以控制输入开关sp、sn，飞轮开关sf以及输出开关s1、s2、s3及s4用于对每个输出作电压调节。为了提供每个输出节点电力，电感器通过工作周期(dutycycle)充电，以在将所需能量释放到相应的输出负载之前为其相应的输出获得所需的能量。因此，对于一个完整的转换周期，如图1b所示，通过在vin和地(ground)之间连接电感器来对电感器充电四次，并且通过在地(ground)和每个输出之间连接电感器将电感器放电到零电流四次。由于供应至每个输出的能量得到很好的控制，并且与其他输出无关，因而消除了交叉调节。然而，时间多工任务(time-multiplexing)控制方案的峰值电感器电流很大，因为电感器对每一个充电器从零充电并放电至零。电感器电流是于不连续传导模式(discontinuousconductionmode；dcm)下操作，因此，总输出电流能力受到限制，并且具有高峰值电感电流的许多充电/放电循环会导致高开关损耗和低转换效率。此外，时间多工(time-multiplexing)控制方案还会受到输出电压涟波(voltageripple)与输出数量之间取舍的影响，因为输出数量的增加将需要更长的调节时间，因而导致更高的电压涟波。

单电感器多输出(simo)直流-直流转换器的概念的出现是为了克服传统转换器的缺点，例如，其需要多个电感器和控制器，复杂且具有高成本。单电感器多输出(simo)拓扑结构能够同时产生独立控制的降压、升压和降压-升压输出。于是，一种用于减少单电感器多输出(simo)直流-直流转换器中的交叉调节(crossregulation)的控制方案被开发。

为了改善时间多工(time-multiplexing)控制方案中的功率输送能力、转换效率与电压涟波等问题，有序功率分配控制(ordered-power-distributive-control；opdc)方案在相同的电感器通电周期会依序地将电感器的磁能分配至所有输出。如图1c所示，一充电周期包括对电感器电流充电以及向输出节点放电，其中每个输出开关一次接通以共享电感器电流。由于所有输出均在一个周期内调节，因此有序功率分配控制(opdc)方案可以为相对较大数量的输出通道产生较小电压涟波。电感器电流不必放电至零，因此它可以在连续导通模式(continuousconductionmode；ccm)下工作，其具有较小的峰值电感器电流。因此，可以实现更小的开关损耗以及更高的输出功率输送。

然而，由于随身听式、可穿戴式、以及其它微型电池供电的电子装置对pmics的功率效率要求持续增加，作为关键设备的单电感器多输出(simo)直流-直流转换器也应该能在各种负载条件下操作，例如于重负载条件下连续导通模式(continuousconductionmode；ccm)、于轻负载条件下不连续导通模式(discontinuousconductionmode；dcm)、以及于极轻负载或无负载条件下的脉冲省略模式(pulseskippingmode；psm)。此外，电池电压会随者使用时间而变化，在此应用中，最高电压通道有时需要自动降压-升压(auto-buck-boost)功能。因此，于实际应用上利用simo直流-直流转换器于优化上述所有操作模式并具有降压-升压(buck-boost)输出通道的更先进控制方案依然是迫切需要的。

技术实现要素：

本发明提出了一种具有降压-升压输出通道、不连续导通模式(discontinuousconductionmode；dcm)、脉冲省略模式(pulseskippingmode；psm)、以及全关断时间开关控制的单电感器多输出(simo)直流-直流转换器。

一种具有脉冲省略模式的直流/直流转换器，其包括耦合到第一输入开关和第二输入开关的电感器用于存储来自电源的能量，其中第一输入开关耦合到输入电源节点，第二输入开关是耦合到接地点，第一和第二开关控制通过电感器的电流；复数个输出开关耦合到共接电感器节点和相应的输出电源节点，每个输出电源节点具有从输入电源节点接收的输入电压转换的电压；一个飞轮开关，耦合在共接电感器节点和地之间；一振荡器提供恒定频率时钟周期；其中该第一输入开关在每个时钟周期的开始被触发；其中该第一输入开关的一个控制讯号响应于该复数个回馈讯号和该感测的电感电流，且该第二输入开关具有一个与该第一输入开关控制信号非重迭的控制信号；一个控制电路响应于该电感器感测的电感电流、该复数个回馈讯号、以及其相应的参考电压，该控制电路被配置为通过启动该输入开关之一并通过依顺序启动复数个该输出开关中的一个，以控制该电感器的时序和充电电流；其中该复数个输出开关中的每一个输出开关回应于其相对应的输出电压、参考电压以及所感测的电感电流；其中该复数个输出开关是依序被导通，该第一输出开关是第一个被导通的输出开关，最后被导通的输出开关在所有其他输出开关依次导通后所具有剩余时间周期；以及其中，对应于最后一个输出开关的误差讯号与对应于所有剩余输出开关的的误差讯号的线性加总之间的差值，当该差值为正且大于一预设值时，响应于该差值的一个飞轮开关工作周期于时钟周期的开始处和输出开关依序接通前被插入。

根据本发明的一个较佳实施例，上述的电感电流可以在供电节点于轻负载操作条件下的状态被放电至零电流。

根据本发明的一个较佳实施例，上述最后一个输出节点进入脉冲省略模式，其中相应的最后一个输出开关控制讯号被跳过，并且于剩余时钟周期导通上述飞轮开关。

根据本发明的一个较佳实施例，复数个输出开关根据其对应的输出供应节点顺序地接通，具有从最小电压到最高电压的顺序。

附图说明

本发明的组件，特征和优点可以通过说明书中所概述的较佳实施例的详细描述和附图来理解：

图1a显示根据熟知技术的一个于时间多工(time-multiplexing)控制方案下操作的具有四个输出的simo直流-直流转换器。

图1b显示根据熟知技术于时间多工(time-multiplexing)控制方案下操作的电感器电流波形。

图1c显示根据熟知技术于有序功率分配控制(opdc)方案下操作的的电感器电流波形。

图2a显示根据本发明较佳实施例所提出的单电感器多输出(simo)直流-直流转换器电路。

图2b显示根据本发明较佳实施例所提出的单电感器多输出(simo)直流-直流转换器充电控制讯号时序图。

图2c显示根据本发明较佳实施例所提出的单电感器多输出(simo)直流-直流转换器于连续导通模式(continuousconductionmode；ccm)下操作的电感器电流波形，其中于时钟周期开始时导通(开启)飞轮开关与第一输入开关。

图2d显示根据本发明较佳实施例所提出的单电感器多输出(simo)直流-直流转换器于不连续导通模式(discontinuousconductionmode；dcm)下操作的电感器电流波形，其中飞轮开关再剩余时钟周期内导通，同时最后一个输出进入脉冲省略模式。

图3a显示本发明实施中单电感器多输出(simo)直流-直流转换器的电路。

图3b显示本发明实施中单电感器多输出(simo)直流-直流转换器的充电控制信号时序图。

图3a-b显示根据本发明较佳实施例所提出的用于单电感器多输出(simo)直流-直流转换器的具有背靠背开关配置的功率级。

图4a显示根据本发明较佳实施例所提出的用于单电感器多输出(simo)直流-直流转换器的具有动态基极偏压(dynamicbodybias；dbb)开关配置的功率级。

图4b显示根据本发明较佳实施例所提出的动态基极偏压(dynamicbodybias；dbb)电路。

图4c描绘了根据本发明较佳实施例所提出的用于单电感器多输出(simo)直流-直流转换器的全关断时间控制的时序图。

主要组件符号说明：

101simo控制电路和逻辑200simo直流-直流转换器

200asimo直流-直流转换器充电控制讯号时序图

201控制电路203能量分配单元205能量产生单元

207震荡器410时间段td1时间段

420时间段td2时间段422时间段

424时间段td3时间段426时间段

td5时间段428时间段td6时间段

430时间段td7时间段td5时间段

具体实施方式

现在将更详细地描述本发明的一些较佳实施例。然而，应该认识到，提供本发明的较佳实施例是为了说明而不是限制本发明。另外，除了明确描述的那些实施例之外，本发明还可以在广泛的其他实施例中实施，除非在所附权利要求中指定，否则本发明的范围不受明确限制。

如前所述，在单电感器多输出(simo)直流-直流转换器设计上，电池电压随使用时间而变化，其需要降压-升压(buck-boost)输出通道，同时对优化功率效率及负载驱动能力的要求亦相当严苛。为了满足实际应用需求，本发明提出了一种具有降压-升压输出通道、脉冲省略模式(pulseskippingmode；psm)、以及全关断时间(deadtime)开关控制的单电感器多输出(simo)直流-直流转换器。

图2a显示了根据本发明所提出的单电感器多输出(simo)直流-直流转换器的电路。可以为多个输出vo1、vo2、......、vok供电的单电感器多输出(simo)直流-直流转换器200，其包括电感器l、多个误差放大器(eas)ea1、ea2、......、eak设置在反馈回路中、一个控制电路301和多个开关sp、sn、sf、s1、s2、......、sk。多个误差放大器(eas)分别配置于多个输出(vo1、vo2、......、vok)的反馈回路中，以检测它们的电压位准，并且每个误差放大器(ea)都具有输入参考电压位准(vr1、vr2、.......或vrk)相应地单独控制它们的误差。误差放大器(ea)通常是，但不限于一个运算跨导放大器(operationaltransconductanceamplifier；ota)。类似于直流-直流降压转换器，高侧(第一)输入开关sp，低侧(第二)输入开关sn和电感器l控制从输入电源vin获取的能量并将能量存储在电感器中。在单电感器多输出(simo)转换器中，k个附加输出开关s1、s2、......、sk被配置为适当地将能量分配给k个输出vo1、vo2、......、vok。除了在单电感器多输出(simo)转换器的基本拓扑结构中所需的输入开关sp、sn和输出开关s1、s2、......、sk之外，图2a中的辅助飞轮开关(freewheelswitch)sf被额外配置，用以通过引入额外的能量恢复持续时间来进行脉冲省略模式操作。

在本发明的一个实施例中，电感器l的一个端子lx1通过第一输入开关sp耦合到输入电源vin并且通过第二输入开关sn耦合到接地点，输出开关s1、s2、...、sk耦合到共接电感器节点lx2和相应的输出电源节点，用于将能量分配给输出vo1、vo2、......、vok。飞轮开关sf耦合到共接电感器节点lx2和接地点。控制电路201，其包含能量分配单元203，用于测量所有输出所需的能量，以确保与每个输出处的基准相比没有电压误差、能量产生单元205从输入提取能量以确保在所有输出端无总电压误差、以及用于产生恒定频率pwm闸级控制信号的振荡器207，用于控制所有开关的接通/断开周期。占空比信号必须被产生以分别控制输入开关sp、sn、飞轮开关sf和输出开关s1、s2、......、sk，以用于每个输出的电压调节。

图2b显示了根据本发明实施例中的单电感器多输出(simo)直流-直流转换器充电控制讯号的时序图200a。在循环开始时，开关sp接通，通过逐个接通开关s1至sk对每个输出充电，亦即所有输出顺序地共享电感器的磁能。在一个周期中，充电过程包括对电感器电流进行充电和放电，开关s1至sk一次一个地接通，以递增的顺序对相应的输出充电，其中输出电压具有大小顺序vok≥vok-1≥....≥vo2≥vo1。全范围电流感测电路(未显示)用于为控制电路201中的能量分配单元203提供感测电流。同时，由电流传感器产生的电流输入到能量产生单元205中。能量产生单元205通过反馈回路测量所有输出处的总电压误差，以为电感器l提供合适的能量。能量分配单元203产生用于开关s1、s2至sk的控制信号、以及包含输出通道所需能量信息的信号vo1、vo2至vok。控制电路201接收指示输出供电节点上的输出电压的反馈信号，控制电路控制输出开关以响应于反馈信号调节输出电压。

在操作中，开关sp和s1由振荡器207触发以进行恒定频率操作。电压信号sp、sn、sf和s1、s2、......、sk分别表示开关sp、sn、sf、s1、s2、......、sk的控制信号(占空比信号)。开关控制信号sp响应于误差放大器ea1-eak和电感器电流il，开关控制信号sn是与sp非重迭的信号。开关控制信号s1响应输出电压vo1、参考电压vr1和电感器电流il，开关控制信号s2响应输出信号vo2、参考电压vr2和电感器电流il，......，开关控制信号sk-1响应输出电压vok-1、参考电压vrk-1和电感器电流il。信号sk是在开关s1至sk-1顺序接通之后的剩余时间段，其中最后一个输出vok能补偿先前输出发生的能量变化。然而，当最后一个输出在轻负载条件下工作时，应该在一个时钟周期跳过最后一个输出开关，以避免输出到最后一个输出的功率太大。在跳过最后一个输出的时钟周期内，在s1到sk-1接通后的剩余时间内，飞轮开关sf将被导通。

具有上述控制方案的单电感器多输出(simo)直流-直流转换器可以对以降压模式(buckmode)操作的所有输出执行良好，这意味着所有输出电压都小于或等于输入电压。随着电池电压在使用时间段内变化越来越低，一些应用可能需要最高电压输出(也是最后一个输出)可以在降压-升压模式(buck-boostmode)下工作。

在这种情况下，控制电路201中的加法电路(未显示)计算对应于最后输出的误差放大器输出与对应于所有剩余输出的误差放大器输出的线性迭加之间的差值，当差值为正且大于某个值(系统输出)时，于时钟周期开始时与输出开关一次接通前插入一个飞轮(freewheel)开关工作周期。上述描述可以以更明确的方式表达，亦即，如果veak-(αk-1veak-1+......+α2vea2+α1vea1)-vos为正，一个正比于veak-(αk-1veak-1+......+α2vea2+α1vea1)-vos的飞轮(freewheel)开关工作周期将于时钟工作周期开始时和输出开关依顺序导通前被插入，其中veak-1、.....、vea2、vea1分别代表剩余输出的误差放大器输出；αk-1、....、α2、α1表示剩余输出的每个误差放大器的常数系数；vos是一个预设电压值。于连续导通模式(continuousconductionmode；ccm)下操作的单电感器多输出(simo)直流-直流转换器电感器电流波形，如图2c所示，其显示具有飞轮开关sf于连续导通模式(continuousconductionmode；ccm)下操作的电感电流波形，这里显示k＝4，即四个输出通道于ccm条件下操作，飞轮开关sf于时钟周期开始时与第一输入开关一起导通(一并参考图2b)以提供足够的充电电流，同时最后的输出处于升压模式并具有相对较重负载。另外，在较轻负载情况下，如图2d所示，电感器电流il可以在新的时钟周期前在sk阶段被放电到零电流，亦即进入不连续导通模式(dcm)。

在一个或多个误差放大器输出低于一个特定值的情况下，于相应的工作周期处跳过相应的一个或多个输出开关；于相应的最后一个误差放大器输出低于某个特定值的情况下，跳过相应的输出开关并且在剩余时钟周期内接通飞轮开关sf，如图2d所示。

在图2d中，飞轮开关sf于剩余时钟周期(tclk)内导通，而最后一个输出s4进入脉冲省略。

在没有全关断时间(deadtime)的情况下，同时打开s1到sk中的任两个输出开关会导致能量从一个输出泄漏到另一个输出。这会降低调节性能以及效率。因此，任何两个开关之间插入全关断时间是必要的，可以避免冗余的能量传递。

参考图2a中所显示的电路，仅集中在开关配置部分上。输入开关器件sn(可以是同步整流器)可以在节点lx1和地之间连接，以在开关sp断开时传导电感器l的电流。以这种方式，sp和sn的切换动作基本上互补。为了防止sp和sn之间的交叉传导，当sp和sn都关闭时，可能发生相对短的全关断时间间隔。与二极管相比，开关sp和sn可以以任何合适的方式实现，例如金属氧化物半导体(mos)晶体管。如果使用mos晶体管来实现sp和sn，则内部反并联(anti-parallel)体二极管可以在该全关断时间间隔内为电感器l电流提供导通。如果开关器件sp和sn不具有内部反并联体二极管，则可以与每个开关器件并联地添加外部二极管，其中二极管阳极可以各自连接到较低电压节点。

开关s1、s2、......、sk的切换动作也可以是基本上互补的。在一些应用中，如果输出电压vok大于vok-1上的输出电压，则开关装置sk可以由传统的整流二极管代替，传统的整流二极管具有阳极连接节点lx2和连接到输出vok的阴极。如果使用mos晶体管实现开关sk和sk-1，则sk的内部体二极管的阳极可以连接到节点lx2，并且sk-1(sk)的内部体二极管的阴极可以连接到节点lx2(vok)。

参考图3a，其显示除了连接到最高输出电压电轨的开关外的所有输出开关的背靠背开关配置(sk-1a，sk-1b，......，s2a，s2b，s1a，s1b)。图4b显示出由n型mosfet实现背对背开关的实施例。显然，这些开关也可以通过p型mosfet实现。因此，连接到最高输出电压vok的开关sk被配置为具有体二极管(bodydiode)，其阳极连接到节点lx2，阴极连接到输出节点vok；开关s1，s2，......，sk-1被配置，节点lx2处的电压高于或低于vo1，vo2，......，vok-1情况下输出开关的任何体二极管都不能接通。

在其他实施例中，如图4所示。图3a-3b中所示的背对背开关配置(sk，sk-1a、sk-1b、......、s2a、s2b、s1a、s1b)可以用lx2和vox之间的动态体开关(dynamicbodyswitch)代替，其中vox可以是vo1、vo2、....、vok。图5a显示根据本发明一个实施例中具有动态基极偏压(dynamicbodybias；dbb)电路的开关配置，在每个输出开关s1、s2......或sk中，其主体增加了动态基极偏压(dbb)电路。该动态基极偏压(dbb)电路在图5b中被揭露，当晶体管截止时晶体管的主体接地。这允许晶体管阻止正向和反向电压。当晶体管导通时，主体连接到源极，这里是lx2，以确保低阈值电压，并保证低导通电阻。连接到地或lx2之间的的体二极管开关控制讯号(例如sxb或sxb)应该是不重迭的，以防止从lx2到地的直通电流(shoot-troughcurrent)。

前面提到的具有背靠背开关或态体偏压(dbb)配置的单电感器多输出(simo)直流-直流转换器也可以在以下情况下运行：

(a)如果输出电压vok在轻负载时进入脉冲省略模式(psm)，则输出开关sk-1被配置为具有体二极管，其阳极连接到节点lx2并且其阴极连接到vok-1。输出开关s1，s2，......，sk-2被配置，使得节点lx2处的电压都高于或低于输出电压vo1，vo2，....，vok-2情况下输出开关的任何体二极管都不能导通。

(b)如果vok、vok-1、......和vok-m都在轻负载时进入脉冲省略模式(psm)，则输出开关sk-m-1配置为具有体二极管，其阳极连接到节点lx2及其阴极连接到vok-m-1。输出开关s1、s2、......、sk-m-2被配置以使得节点lx2处的电压都高于或低于输出电压vo1、vo2、....、vok-m-2情况下输出开关的任何体二极管都不能导通。

由于同步整流适用于高效率和适当的输出电压控制，因此应控制全关断时间以确保在开关瞬态期间电源开关的导通状态之间适当的非重迭。为了执行全关断时间开关控制，以图4a所示电路作为上述背对背或动态体二极管开关配置的一个例子。图4c显示具有全关断时间控制的时间控制时序图以及相应的于电感器共接节点lx2处的电压波形图。在时间段410中，仅接通飞轮开关sf，电感器l接地，因此节点lx2(例如，共接电感器节点)处的电压为零。这里假设开关s3～sk-1均进入脉冲省略模式。在时间段td1，输入开关sp和输出开关s1b被导通，断开飞轮开关sf，所有其他开关保持断开状态，因为输出开关s1a的体二极管正向偏压并且电感器电电流可以对输出节点vo1充电，节点lx2的电压为vo1+vd，vd为输出开关s1a的体二极管电压。在经过时间段td1之后，于下一个时间段420中，输出开关s1a和s1b都接地，节点lx2的电压为vo1。同样的，在时间段td2输出开关s2b接通，输出开关s2a在此短时间保持断开，所有其他输出开关保持断开状态，节点lx2的电压为vo2+vd，vd为输出开关s2a的体二极管电压。在紧接着的时间段422中，输出开关s2b和s2a都导通，输入开关sp保持导通时间比时间段422要短，然后断开，节点lx2的电压为vo2。在时间段td3输出开关s2b和s2a断开，所有其他输出开关保持断开状态，节点lx2的电压为vok+vd，vd为输出开关sk的体二极管电压。在时间段424中，输出开关sk导通，节点lx2处的电压为vok。时间段td1、420、td2、422、td3、以及424表示讯号时序图的第一时钟周期。在作为第二时钟周期开始的时间段td4期间，输出开关sk断开，输入开关sp再次接通，并且输出开关s1b重新接通，节点lx2的电压为vo1+vd。在下一个时间段426中，具有动态基极偏压(dbb)开关配置的单电感器多输出(simo)直流-直流转换器的操作与在时间段420中描述的操作相同，节点lx2处的电压为vo1。在时间段td5中，单电感器多输出(simo)直流-直流转换器的操作与在时间段td2中描述的操作相同，节点lx2处的电压为vo1+vd。在时间段428中，单电感器多输出(simo)直流-直流转换器的操作与在时间段422中描述的操作相同，节点lx2处的电压为vo2。由于已经假设s3～sk-1在讯号时序图中是脉冲省略。在时间段td6期间，输出开关s2a和s2b断开，节点lx2处的电压为vo2+vd。在时间段430中，输出开关sk进入脉冲省略并且飞轮开关sf接通，并且所有其他剩余开关在该时钟周期的剩余时间段内断开，节点lx2接地，因此节点lx2处的电压为零。在该时间段之后，单电感器多输出(simo)直流-直流转换器的操作再次重复，它从时间段td7开始，这是第三时钟周期的开始，如同在第一时钟周期中那样。时间段td1、td2、......、以及tdk表示在切换瞬态期间电源开关的各个接通状态之间的全关断时间。最终，最后一个时钟周期则显示最后输出通道vok进入升压模式(boostmode)的讯号时序图。在飞轮开关sf于时钟周期开始时接通的情况下，于前一个时钟周期被关闭的复数个先前输出开关之后以及于随后的时钟周期内被接通的复数个随后输出开关之前，全关断时间段(例如tdk)被插入。

输入开关和单个电感器l可以控制从输入电压vin流到共接电感器节点lx2的电流。从共接电感器节点lx2，跨越相应电容器的任何输出节点(例如，vo3、vo2和vo1)可以使用输出开关(例如，s3a、s3b、s2a、s2b、s1a和s1b)接收电感器电流。在此特定例子中，输出电压排列为vo3≥vo2≥vo1。

图4c描绘了根据图4b中提出的动态基极偏压(dbb)开关配置的单电感器多输出(simo)直流-直流转换器的全关断时间控制的时序图。

单电感器多输出(simo)转换器的背靠背或动态基极偏压(dbb)开关配置可以通过在全关断时间控制方案中，防止不同输出之间于充电过程中产生输出电压直通，来减少功率损耗。

总结，本发明中提出的单电感器多输出(simo)转换器具有能在大负载范围内操作、最小化全关断时间(deadtime)损失、以及使得最后输出通道在降压-升压模式(buck-boostmode)下操作的优点。

如本领域技术人员可以理解的，本发明的前述较佳实施例是用以说明本发明而非限制本发明。其中已经结合较佳实施例描述了本发明，将对本领域技术人员提出修改。因此，本发明不限于该实施例所描述的技术内容，而是本发明旨在覆盖包括在所附权利要求的精神和范围内的各种修改和类似布置，其范围应该被赋予最宽的解释，由此涵盖所有这些修改和类似的结构。其上虽然已经说明和描述了本发明的优选实施例，但应该理解，可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下做出各种改变。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。