关断时间补偿电路、补偿方法及开关变换器与流程

本发明涉及电子电路，具体涉及一种关断时间补偿电路、补偿方法和开关变换器。

背景技术：

随着工业技术的发展，开关变换器控制芯片为了满足外围器件越来越小的要求，工作频率也越来越高，但是随着工作频率的升高，也带来了一些其他的应用问题。

传统的开关变换器控制反馈控制方法大致分为电流模式、电压模式和迟滞控制三大类。其中，由于电流模式具有稳定的频率，易控的输出电流能力等优点，仍然是开关变换器中最重要的控制模式。在电流控制模式下，为了防止主开关管开通时因寄生效应产生的振铃现象产生误反馈，导致开关管产生控制错误，通常会设置一个最小导通时间。通过设置最小导通时间，开关变换器的控制器忽略来自电流环上的反馈，使得控制信号保持开关管的开通。常见的设定最小导通时间的方式主要是通过在最小导通时间内通过屏蔽方式，避免产生开关管关断信号来实现的。

然而，当开关变换器控制芯片的工作频率较高时，设置最小导通时间会使得产生控制信号的允许占空比范围受到极大的限制，使得开关变换器的稳定工作区域变小。当开关变换器所需的输入电压增大或输出电压减小时，可能无法实现伏秒平衡。

现有技术中大多采用双工作模式来扩展开关变换器的工作区间，例如将电流模式反馈控制切换到其他形式的反馈控制。这类方式不仅实现电路复杂，而且在切换后也难以发挥电流控制模式的优势。

技术实现要素：

针对现有技术中的一个或多个问题，提出了一种关断时间补偿电路、补偿方法和开关变换器。

本发明的第一方面提出了一种关断时间补偿电路，用于在开关变换器中，对关断时间进行补偿，所述关断时间补偿电路包括：导通时间判定电路，接收导通时间提示信号，所述导通时间提示信号用于提示开关变换器导通时间的开始和结束，所述导通时间判定电路根据提示出的所述导通时间的长短，生成一个导通时间判定信号，用于提示当前开关周期内所述导通时间同预设的最短导通时间的差距；关断补偿设定电路，接收所述导通时间判定信号，根据所述导通时间判定信号的值，生成关断时间补偿信号，所述关断时间补偿信号用于对开关变换器的关断时间进行补偿，其中，在当前开关周期内所述导通时间小于所述预设的最短导通时间时，所述关断时间补偿信号延长当前开关周期内的关断时间，对应使当前开关周期延长。

其中，在一个实施例中，在当前周期所述导通时间大于等于所述预设的最短导通时间时，所述关断时间补偿信号不影响当前开关周期内的所述关断时间。

在一个实施例中，所述导通时间判定电路包括一个积分器，所述积分器接收并根据所述导通时间提示信号，对当前开关周期内的所述导通时间进行积分，在所述导通时间大于所述预设的最小导通时间时，所述积分器所得到的积分值等于一个预设的固定值，在当前开关周期内所述导通时间小于预设的最小导通时间时，所述积分器所得到的积分值小于预设固定值，所述积分器输出的所述导通时间判定信号体现积分值。

进一步在一个实施例中，所述积分器包括：积分电容，所述积分电容的第一端输出导通时间判定信号，所述积分电容的第二端连接到系统地；充电单元，所述充电单元的第一端接收系统电压，所述充电单元的第二端连接到所述积分电容，所述充电单元在工作时提供第一电流对所述积分电容进行充电；放电单元，所述放电单元的第一端连接到所述积分电容的第一端，所述放电单元的第二端连接到系统地，所述放电单元在工作时提供第二电流对所述积分电容进行放电；信号延迟电路，接收所述导通时间提示信号，并将所述导通时间提示信号延时后，输出一个延迟开关信号，所述充电单元接收并根据导通时间提示信号和延迟开关信号，对所述积分电容进行充电，所述放电单元接收并根据所述导通时间提示信号，对所述积分电容进行放电，其中，所述第一电流大于所述第二电流。

进一步在另一实施例中，所述积分器包括：积分电容，所述积分电容的第一端输出导通时间判定信号，所述积分电容的第二端连接到系统地；充电单元，所述充电单元的第一端接收系统电压，所述充电单元的第二端连接到所述积分电容，所述充电单元在工作时提供第一电流对所述积分电容进行充电；放电单元，所述放电单元的第一端连接到所述积分电容的第一端，所述放电单元的第二端连接到系统地，所述放电单元在工作时提供第二电流对所述积分电容进行放电；信号延迟电路，接收所述导通时间提示信号，并将所述导通时间提示信号延时后，输出一个延迟开关信号，所述放电单元接收并根据导通时间提示信号和延迟开关信号，对所述积分电容进行放电，所述充电单元接收并根据所述导通时间提示信号，对所述积分电容进行充电，其中，所述第一电流小于所述第二电流。

在一个实施例中，所述关断补偿设定电路包括一个计时单元，所述计时单元包括：计时电容，所述计时电容的第一端连接到系统电压，所述计时电容的第二端输出一个计时信号；计时电流源，所述计时电流源的负端连接到系统地，正端连接到所述计时电容的第二端，所述计时电流源在工作时，输出一个计时放电电流对所述计时电容放电；计时复位开关，所述计时复位开关的第一端连接到所述计时电容的第一端，所述计时复位开关的第二端连接到所述计时电容的第二端，所述计时复位开关受控于所述导通时间提示信号；滞环比较器，具有同相输入端，反相输入端和输出端，所述滞环比较器的同相输入端接收所述计时信号，所述滞环比较器的反相输入端接收所述导通时间判定信号，所述滞环比较器的输出端输出所述关断时间补偿信号。其中，在当前开关周期的所述导通时间小于所述预设的最小导通时间时，所述导通时间判定信号在所述导通时间结束时的值低于所述导通时间开始时的初始值。

在另一实施例中，所述关断补偿设定电路包括一个计时单元，所述计时单元包括：计时电容，所述计时电容的第一端连接到系统地，所述计时电容的第二端输出一个计时信号；计时电流源，所述计时电流源的正端接收系统电压，负端连接到所述计时电容的第二端，所述计时电流源在工作时，输出一个计时充电电流对所述计时电容充电；计时复位开关，所述计时复位开关的第一端连接到所述计时电容的第一端，所述计时复位开关的第二端连接到所述计时电容的第二端，所述计时复位开关受控于所述导通时间提示信号；滞环比较器，具有同相输入端，反相输入端和输出端，所述滞环比较器的同相输入端接收所述导通时间判定信号，所述滞环比较器的反相输入端接收所述计时信号，所述滞环比较器的输出端输出所述关断时间补偿信号；其中，在当前开关周期的所述导通时间小于所述预设的最小导通时间时，所述导通时间判定信号在所述导通时间结束时的值高于所述导通时间开始时的初始值。

在又一实施例中，所述关断补偿设定电路包括一个跨导放大器，所述跨导放大器的输入端接收来自所述导通时间判定电路的所述导通时间判定信号，所述跨导放大器的输出端输出一个电流信号作为关断时间补偿信号。

本发明的第二方面提出了一种开关变换器，包括：关断信号发生器，根据输入的反馈信号，输出一个关断信号，所述关断信号用于结束开关变换器每周期的导通时间，使开关变换器进入关断时间；开通信号发生器，接收来自于如前述任一实施例中所述的关断时间补偿电路输出的关断补偿信号，并根据所述关断补偿信号产生开通信号，所述开通信号用于结束开关变换器每周期的关断时间，使开关变换器进入下一周期的导通时间；触发器，具有置位端，复位端和输出端，所述置位端接收所述开通信号，所述复位端接收所述关断信号，所述输出端输出控制信号。

本发明的第三方面提出了一种开关变换器关断时间的补偿方法，包括：接收导通时间提示信号，所述导通时间提示信号用于提示开关变换器导通时间的开始和结束，依据导通时间提示信号，计算当前开关周期的导通时间同预设的最小导通时间之间的差距，生成一个导通时间判定信号；根据所述导通时间判定信号，生成关断时间补偿信号，其中，在当前开关周期的导通时间小于预设的最短导通时间时，所述关断时间补偿信号延长当前周期关断时间，对应使当前开关周期延长。

应用本发明所提出的关断时间补偿电路的开关变换器在工作中可以实现极小的占空比，拓展了开关变换器的稳定工作范围，并保证开关变换器在稳态时的导通时间不低于最小导通时间。

附图说明

在下面所有附图中，相同的标号表示具有相同、相似或相应的特征或功能。

图1示出了根据本发明一个实施例的关断时间补偿电路100的结构框图；

图2示出了根据本发明一个实施例的导通时间判定电路101的电路示意图；

图3示出了图2所示的导通时间判定电路101在工作时的波形示意图；

图4示出了根据本发明一个实施例的关断补偿设定电路102的电路结构图；

图5示出了图4所示的关断补偿设定电路102的工作波形图；

图6a和图6b示出了根据本发明另一替代实施例的关断时间补偿电路100的电路结构图；

图7示出了依据图6所示实施例中导通时间判定电路101的工作波形图；

图8示出了图6所示的关断补偿设定电路102的工作波形图；

图9示出了根据本发明又一替代实施例的关断补偿设定电路102的电路示意图；

图10示出了根据本发明一个实施例的包含关断时间补偿电路100的开关变换器10结构框图；

图11示出了根据本发明一个实施例中的开通信号发生器12的电路结构图。

图12示出了根据本发明另一个实施例中的开通信号发生器12的电路结构图

图13示出了依据本发明一个实施例的对开关变换器的关断时间补偿方法1300的步骤流程图。

具体实施方式

下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。

在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和、或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的示图都是为了说明的目的，并且示图不一定是按比例绘制的。应当理解，当称“元件”“连接到”或“耦接”到另一元件时，它可以是直接连接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件。相反，当称元件“直接连接到”或“直接耦接到”另一元件时，不存在中间元件。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。

应理解，虽然本文中可能使用术语第一、第二、第三等来描述各种元件，但此等元件不应受此等术语限制。此等术语乃用以区分一元件与另一元件。因此，下文论述的第一元件可称为第二元件而不偏离本发明概念的启示。如本文中所使用，术语“和/或”包括相关联的列出项目中的任一者及一或多者的所有组合。

图1示出了根据本发明一个实施例的关断时间补偿电路100的结构框图。如图1所示，关断时间补偿电路100用于在开关变换器中，对关断时间进行补偿。关断时间补偿电路100包括：导通时间判定电路101和关断补偿设定电路102。其中，导通时间判定电路101接收导通时间提示信号hson。导通时间提示信号hson用于提示导通时间ton的开始和结束。导通时间判定电路101根据导通时间ton的长短，生成一个导通时间判定信号tonc，用于提示当前导通时间ton同预设的最短导通时间ton_min的差距。关断补偿设定电路102接收导通时间判定信号tonc，根据导通时间判定信号tonc的值，生成关断时间补偿信号toff_comp。关断时间补偿信号toff_comp用于为开关变换器的关断时间进行补偿，其中，在当前导通时间ton小于预设的最短导通时间ton_min时，关断时间补偿信号toff_comp延长当前周期关断时间toff，对应使当前开关周期延长。

对于特定的工作频率下，开关变换器允许的占空比范围中的最小占空比由最小导通时间ton_min决定。由于最大占空比多受限于开关元件的耐压值，在此处及本文中，“扩大允许的占空比范围”意在通过降低允许的最小占空比来扩大允许的占空比范围。当开关变换器工作于当前工作频率下的允许占空比范围内时，当前导通时间ton大于预设的最短导通时间ton_min。此时，根据导通时间判定信号tonc，关断补偿设定电路102对应使得关断时间补偿信号toff_comp不对当前周期关断时间进行补偿，即不影响实际的当前周期关断时间toff的确定。

而当开关变换器输出电压减小或输出电压增大，使得当前确定的导通时间ton小于预设的最短导通时间ton_min时，则此时开关变换器工作在当前频率允许的占空比范围之外。此时，根据导通时间判定信号tonc，关断补偿设定电路102对应使得关断时间补偿信号toff_comp对当前周期的关断时间进行补偿，使得实际的当前周期关断时间toff延长。相应的，当前开关周期随着关断时间toff的延长而延长，即开关变换器的工作频率降低，从而扩大了允许的占空比范围。如果下一周期，ton仍然小于预设的最短时间ton_min，则开关周期在前一周期的基础上会继续延长。通过反馈回路在多个工作周期的作用下，开关变换器最终会通过由关断时间补偿电路100所产生的关断时间延长，降低工作频率以扩大允许的占空比范围。最终，当前输入输出条件下的所需占空比将进入允许占空比范围。这样使得导通时间ton回到ton_min的基础上，维持系统的伏秒平衡。应用关断时间补偿电路100的开关变换器在工作中可以实现极小的占空比，拓展了工作范围，并使得稳态条件下的导通时间ton不低于最小导通时间ton_min。

图2示出了根据本发明一个实施例的导通时间判定电路101的电路示意图。导通时间判定电路101可以为一个积分器，接收导通时间提示信号hson，根据导通时间提示信号hson，对导通时间ton进行积分，当导通时间ton大于预设的最小导通时间ton_min时，积分值等于一个预设的固定值，当导通时间ton小于预设的最小导通时间ton_min时，积分值小于预设固定值。积分器输出的导通时间判定信号tonc体现积分值。

具体的，如图2所示，积分器可包括：充电单元201，放电单元202，积分电容203和信号延迟电路204。充电单元201的第一端接收系统电压vcc，第二端连接到放电单元202的第一端，放电单元202的第二端连接到系统电压vcc和系统地gnd之间。积分电容203的第一端连接到充电单元201和放电单元202的公共端，同时，积分电容203的第一端输出导通时间判定信号tonc。信号延迟电路204接收导通时间提示信号hson，并将导通时间提示信号hson延时tdelay后，输出一个延迟开关信号de。充电单元201接收并根据导通时间提示信号hson和延迟开关信号de，对积分电容203进行充电。放电单元202接收导通时间提示信号hson，根据导通时间提示信号hson，对积分电容203进行放电。

在图示实施例中，充电单元201和放电单元202各自包括一个电流源和一个开关。充电单元201包括串联在一起的第一电流源cc1和第一开关m1。在第一电流源cc1输出的第一电流为i1。第一开关m1受到导通时间提示信号hson和延迟开关信号de的共同控制，在m1开通时，第一电流源cc1对积分电容203的第一端充电。具体的，在图示实施例中，导通时间提示信号hson和延迟开关信号de共同输入到一个与非门205，与非门205的输出信号cs1控制第一开关m1的开通和关断。在其他实施例中，导通时间提示信号hson和延迟开关信号de可以通过其他逻辑电路合成作用于充电单元201，而实现与图示实施例类似的控制作用。在一个实施例中，第一开关m1可以为一个p型的金属氧化物半导体场效应管(mosfet)，即pmos管。放电单元202包括串联在一起的第二电流源cc2和第二开关m2，第二电流源cc2输出的第二电流为i2。在第二开关m2开通时，第二电流源cc2对积分电容203的第一端放电。在一个实施例中，第二电流i2小于第一电流i1。第二开关m2受到导通时间提示信号hson的控制。在一个实施例中，第二开关m2可以为一个n型的mosfet(nmos管)。

本领域普通技术人员能够理解，图示实施例中关于充电单元201和放电单元202的描述是示例性的而非限制性的。在其他实施例中，可以采用受控电流源或其它本领域技术人员能够实现的充放电单元设计，来作为充电单元201和放电单元202以实现其功能，本发明在此不再赘述。

图3示出了图2所示的导通时间判定电路101在工作时的波形示意图。为方便说明，假设除信号延迟电路204之外，不存在其他的信号传输延迟效应，也不存在开通和关断延迟。如图3所示，设初始时刻，积分电容203第一端上的电压等于vcc。在t1时刻，开关变换器进入第一周期的导通时间ton时，导通时间提示信号hson跳变为高电平。此时，第二放电单元202的第二开关m2受控开启，第二电流源cc2开始以电流i2对积分电容203进行放电。在信号延迟电路204的作用下，延迟开关信号de在t1时刻仍然为低电平，与非门205输出的信号cs1保持低电平，使得第一开关m1关断，充电单元201不工作。在放电单元202的单独作用下，积分电容203放电，使得导通时间判定信号tonc开始下降，下降斜率为i2/c1，其中，c1位积分电容203的容值。在延迟时间tdelay到达的t2时刻，延迟开关信号de变为高电平，此时与非门205的输出信号cs1跳变为低电平，使得第一开关打开。充电单元201和放电单元202同时作用。由于充电电流i1大于放电电流i2，此时积分电容203第一端上的电压即导通时间判定信号tonc会由下降变为上升，上升斜率为i1-i2/c1。当导通时间ton结束时，导通时间提示信号hson跳变为低电平。此时与非门205的输出信号cs1也跳变为高电平，使得第一开关m1和第二开关m2同时关断，即充电单元201和放电电源202均停止工作。导通时间判定信号tonc驻留于t3时刻的电平值。同理的，在t4时刻，开关变换器进入第一周期的导通时间，t5时刻，第二周期的tdelay到达，而在t6时刻，第二周期的导通时间结束。

通过确定tdelay、i1和i2的值，可以设定预设的最小导通时间，其中，预设的最小导通时间ton_min为

当导通时间ton大于最小导通时间即：

时，

变换该不等式可得：

ton*i2≤(ton-tdelay)*i1；

此不等式表示充电电流i1在ton-tdelay期间的积分值将大于等于放电电流i2在ton期间的积分值，这样会使得导通时间判定信号tonc在导通时间ton结束时，回到初始值vcc。此时，在紧接着的关断时间内，输出的导通时间判定信号tonc等于vcc。

然而，在t4时刻开始的新的导通周期中，导通时间ton小于最小导通时间ton_min即：

时，

变换该不等式可得：

ton*i2＞(ton-tdelay)*i1；

此不等式表示充电电流i1在ton-tdelay期间的积分值小于放电电流i2在ton期间的积分值，这样会使得导通时间判定信号tonc在导通时间ton结束时的t6时刻，无法回到初始值vcc，而是位于比初始值vcc低δv的位置，其中，δv＝ton*i2-(ton-tdelay)*i1。这样，在紧接着的关断时间内，输出的导通时间判定信号tonc小于vcc，δv＝ton*i2-(ton-tdelay)*i1。.

这样，在当前周期的导通时间ton大于等于预设的最小导通时间ton_min时，导通时间判定信号tonc输出一个等于初始值vcc的值，使得后级的关断补偿设定电路102根据该值设定一个的关断时间补偿信号toff_comp，令该关断时间补偿信号toff_comp在当前周期的关断时间上不产生补偿作用。

在当前周期的导通时间ton小于预设的最小导通时间ton_min时，导通时间判定信号tonc输出一个低于初始值vcc的值，使得后级的关断补偿设定电路102根据该值设定一个同关断时间补偿信号toff_comp，令该关断时间补偿信号toff_comp延长当前周期的关断时间，以延长总关断时间，进而延长当前周期。

图4示出了根据本发明一个实施例的关断补偿设定电路102的电路结构图。图示实施例中的关断补偿设定电路102可以适配图2所示实施例的导通时间判定电路101。如图4所示，关断补偿设定电路102包括了一个计时单元401，计时单元401包括有计时电流源cc3、计时电容402，计时复位开关403和滞环比较器404。其中，计时电容402的第一端连接到系统电压vcc，计时电流源cc3的负端连接到系统地gnd，正端连接到计时电容402的第二端，计时电流源cc3在工作时，输出一个计时放电电流i3对计时电容402放电。计时电容402的第二端输出计时信号tim。计时电容的容值为c3。计时复位开关403同计时电容402并联，即第一端连接到计时电容402的第一端，第二端连接到计时电容402的第二端。在图示实施例中，计时复位开关403受控于导通时间提示信号hson。例如，计时复位开关可包括一个反相器4031和一个p型mosfet管(pmos管)4032，反相器4031接收导通时间提示信号并将其反相后，输出到pmos管4032的栅极。

滞环比较器404具有同相输入端，反相输入端和输出端。同相输入端接收计时信号tim，反相输入端接收导通时间判定信号tonc，输出端输出关断时间补偿信号toff_comp。

本领域具有普通水平的技术人员能够理解，图4所示的关断补偿设定电路102并非仅能适配图2所示的导通时间判定电路101。在其他实施例中，只要导通时间判定信号tonc在当前导通时间ton小于预设的最小导通时间ton_min时，在导通时间结束时的值低于导通时间开始时的初始值，即如图3所示的那样，图4所示的关断补偿设定电路102即可适配。

图5示出了图4所示的关断补偿设定电路102的工作波形图。如图5所示，点划线代表计时信号tim。在t3时刻，第一周期的关断时间到来。假设第一周期的导通时间ton＞ton_min，则当t3时刻到来时，导通时间判定信号tonc位于vcc电位上。而在导通时间内，由于pmos管4032的钳位作用，使得计时信号tim始终位于vcc电位上。在t3时刻到来之后，计时信号tim以放电电流i3为斜率下降，这样，在t3时刻到来时，导通时间判定信号tonc和计时信号tim已经相等，而在t3时刻瞬间之后，由于计时信号tim开始下降，滞环比较器404输出的关断时间补偿信号toff_comp将立即跳变至低电平，提示关断时间补偿信号toff_comp不影响本周期关断时间toff的确定，本周期关断时间为开关变换器反馈控制回路原本生成的关断时间，即toff＝toff_ori。

而在t4时刻开始的第二周期内，假设导通时间ton<ton_min，与图3所示的波形图相同，导通时间判定信号tonc在导通时间ton结束时的t6时刻，无法回到初始值vcc，而是位于比初始值vcc低δv的位置，并在t6时刻之后保持不变。如上文描述的那样，δv＝ton*i2-(ton-tdelay)*i1。另一方面，在t4时刻到来时，pmos管4032打开，使得计时信号tim自原有电位被拉升到vcc电位，并被钳位在vcc电位上。当t6时刻到来时，导通时间判定信号tonc的电位值低于计时信号tim，电位差为δv。此时，计时信号tim开始以斜率i3下降，在经历了δt时间后，在t7时刻，计时信号tim下降到同导通时间判定信号tonc相等时，滞环比较器404输出的关断时间补偿信号toff_comp将跳变至低电平。此时，其中c3为计时电容402的容值。此时，关断时间补偿信号toff_comp提示本周期关断时间将自开关变换器反馈控制回路原本生成的关断时间延长，延长时间为δt，即toff＝toff_ori+δt。由于关断时间延长的作用下，可以令开关变换器的实际占空比进一步变小以适应当前输出电压，最终在经历多个周期之后，会逐渐使得导通时间ton收敛并维持在最小导通时间ton_min的水平上，系统处于稳定状态。

图6a和图6b示出了根据本发明另一替代实施例的关断时间补偿电路100的电路结构图。

在图6a所示的实施例中，导通时间判定电路101依然由一个积分器构成。相比于图2所示的实施例，图6所示的积分器的主要区别在于：放电单元202接收并根据导通时间提示信号hson和延迟开关信号de，对积分电容203进行放电。导通时间提示信号hson充电单元201接收导通时间提示信号hson，根据导通时间提示信号hson，对积分电容203进行充电。具体的，积分器包括：积分电容203，第一端输出导通时间判定信号tonc，第二端连接到系统地gnd。充电单元201，第一端接收系统电压vcc，第二端连接到积分电容203，充电单元201在工作时提供第一电流i1对积分电容203进行充电；放电单元202，第一端连接到积分电容203的第一端，第二端连接到系统地gnd，放电单元202在工作时提供第二电流i2对积分电容203进行放电；信号延迟电路204，接收导通时间提示信号hson，并将导通时间提示信号hson延时tdelay后，输出一个延迟开关信号de。放电单元202接收并根据导通时间提示信号hson和延迟开关信号de，对积分电容203进行放电。充电单元201接收并根据导通时间提示信号hson，对积分电容203进行充电。其中，第一电流i1小于第二电流i2。在图示实施例中，充电单元201依然由一个第一电流源cc1和一个第一开关m1串联组成。与非门205被去掉，导通时间提示信号hson通过一个反相器605后，接入到第一开关m1的控制端，第一开关m1可以为一个pmos管。放电单元202由第二电流源cc2和一个第二开关m2串联组成，第二开关m2可以为一个nmos管。导通时间提示信号hson和延迟开关信号de输入到一个与门606，与门606的输出端输出信号cs2，控制第二开关m2。第二开关m2可以为一个nmos管。

在图6b所示的实施例中，关断补偿设定电路102包含一个计时单元601。计时单元601包括有计时电流源cc4、计时电容602，计时复位开关603和滞环比较器604。其中，计时电容602的第一端连接到系统地gnd，计时电流源cc4的正端接收系统电压vcc，负端连接到计时电容602的第二端，计时电流源cc4在工作时，输出一个计时充电电流i4对计时电容602充电。计时电容602的第二端输出计时信号tim。计时电容602的容值为c4。计时复位开关603同计时电容602并联，即第一端连接到计时电容602的第一端，第二端连接到计时电容602的第二端。在图示实施例中，计时复位开关603受控于导通时间提示信号hson。例如，计时复位开关可包括一个n型mosfet管(nmos管)6032，导通时间提示信号hson输出到nmos管6032的栅极以控制nmos管6032的开通和关断。

滞环比较器604具有同相输入端，反相输入端和输出端。同相输入端接收导通时间判定信号tonc，反相输入端接收计时信号tim，输出端输出关断时间补偿信号toff_comp。

本领域具有普通水平的技术人员能够理解，图6所示的关断补偿设定电路102并非仅能适配图6所示的导通时间判定电路101。在其他实施例中，只要导通时间判定信号tonc在当前导通时间ton小于预设的最小导通时间ton_min时，在导通时间结束时的值高于导通时间开始时的初始值，图6所示的关断补偿设定电路102即可适配。

图7示出了依据图6所示实施例中，导通时间判定电路101的工作波形图。

为方便说明，假设除信号延迟电路204之外，不存在其他的信号传输延迟效应，也不存在开通和关断延迟。如图7所示，设初始时刻，积分电容203第一端上的电压位于系统地电位gnd。在t1时刻，开关变换器进入第一周期的导通时间ton时，导通时间提示信号hson跳变为高电平。此时，充电单元201的第一开关m1接收被反相器605反相后的导通时间提示信号hson，受控开启，第一电流源cc1开始以电流i1对积分电容203进行充电。在信号延迟电路204的作用下，延迟开关信号de在t1时刻仍然为低电平，与门606输出的信号cs2保持低电平，使得第二开关m2关断，放电单元202不工作。在充电单元201的单独作用下，积分电容203被充电，使得导通时间判定信号tonc开始上升，上升斜率为i2/c1，其中c1为积分电容203的容值。在延迟时间tdelay到达的t2时刻，延迟开关信号de变为高电平，此时与门606的输出信号cs2跳变为高电平，使得第二开关m2打开。充电单元201和放电单元202同时作用。由于充电电流i1小于放电电流i2，此时积分电容203第一端上的电压即导通时间判定信号tonc会由上升变为下降，上升斜率为(i1-i2)/c1。当导通时间ton结束时，在t3时刻，导通时间提示信号hson跳变为低电平。此时与门606的输出信号cs2也跳变为低电平，使得第一开关m1和第二开关m2同时关断，即充电单元201和放电电源202均停止工作。导通时间判定信号tonc驻留于t3时刻的电平值。同理的，在t4时刻，开关变换器进入第二周期的导通时间，t5时刻，第二周期的tdelay到达，而在t6时刻，第二周期的导通时间结束。

通过确定tdelay、i1和i2的值，可以设定预设的最小导通时间，其中，预设的最小导通时间ton_min为

当导通时间ton大于最小导通时间即：

时，

变换该不等式可得：

ton*i1≤(ton-tdelay)*i2；

此不等式表示充电电流i1在ton-tdelay期间的积分值将小于等于放电电流i2在ton期间的积分值，这样会使得导通时间判定信号tonc在导通时间ton结束时，回到系统地电位gnd，即电位为0。此时，在紧接着的关断时间内，输出的导通时间判定信号tonc等于0。

然而，在t4时刻开始的新的导通周期中，导通时间ton小于最小导通时间ton_min即：

时，

变换该不等式可得：

ton*i1＞(ton-tdelay)*i2；

此不等式表示充电电流i1在ton-tdelay期间的积分值大于放电电流i2在ton期间的积分值，这样会使得导通时间判定信号tonc在导通时间ton结束时的t6时刻，无法回到初始值0，而是位于比初始值0高δv的位置，其中，δv＝ton*i1-(ton-tdelay)*i2。这样，在紧接着的关断时间内，输出的导通时间判定信号tonc大于0，δv＝ton*i1-(ton-tdelay)*i2。.

这样，在当前周期的导通时间ton大于等于预设的最小导通时间ton_min时，导通时间判定信号tonc输出一个等于初始值0的值，使得后级的关断补偿设定电路102根据该值设定一个的关断时间补偿信号toff_comp，令该关断时间补偿信号toff_comp在当前周期的关断时间上不产生作用。

在当前周期的导通时间ton小于预设的最小导通时间ton_min时，导通时间判定信号tonc输出一个高于初始值0的值，使得后级的关断补偿设定电路102根据该值设定一个同关断时间补偿信号toff_comp，令该关断时间补偿信号toff_comp延长当前周期的关断时间，以延长总关断时间，进而延长当前周期。

图8示出了图6所示的关断补偿设定电路102的工作波形图。如图8所示，点划线代表计时信号tim。在t3时刻，第一周期的关断时间到来。假设第一周期的导通时间ton＞ton_min，则当t3时刻到来时，导通时间判定信号tonc位于零电位上。而在导通时间内，由于nmos管6032的钳位作用，使得计时信号tim始终位于零电位上。在t3时刻到来之后，计时信号tim以充电电流i4/c4为斜率上升，这样，在t3时刻到来时，导通时间判定信号tonc和计时信号tim已经相等，而在t3时刻瞬间之后，由于计时信号tim开始上升，滞环比较器404输出的关断时间补偿信号toff_comp将立即跳变至低电平，提示关断时间补偿信号toff_comp不影响本周期关断时间toff的确定，本周期关断时间为开关变换器反馈控制回路原本生成的关断时间，即toff＝toff_ori。

而在t4时刻开始的第二周期内，假设导通时间ton<ton_min，与图3所示的波形图相同，导通时间判定信号tonc在导通时间ton结束时的t6时刻，无法回到初始零电平，而是位于比初始的零电平高δv的位置，并在t6时刻之后保持不变。如上文描述的那样，δv＝ton*i1-(ton-tdelay)*i2。另一方面，在t4时刻到来时，nmos管6032打开，使得计时信号tim自原有电位被拉到系统地电位gnd，并被钳位在系统地电位gnd上。当t6时刻到来时，导通时间判定信号tonc的电位值高于计时信号tim，电位差为δv。此时，计时信号tim开始以斜率i4/c4上升，在经历了δt时间后，在t7时刻，计时信号tim上升到同导通时间判定信号tonc相等时，滞环比较器404输出的关断时间补偿信号toff_comp将跳变至低电平。此时，其中c4为计时电容602的容值。此时，关断时间补偿信号toff_comp提示本周期关断时间将自开关变换器反馈控制回路原本生成的关断时间延长，延长时间为δt，即toff＝toff_ori+δt。在关断时间延长的作用下，可以令开关变换器的实际占空比进一步变小以适应当前输出电压，最终在经历多个周期之后，会逐渐使得导通时间ton收敛并维持在最小导通时间ton_min的水平上，系统处于稳定状态。

需要说明的是，导通时间判定电路101的结构并不限于上文所描述实施例中的结构。在其他实施例中，导通时间判定电路101可以采用其他任何合适的结构，只要使得导通时间判定信号tonc能够反映出当前周期导通时间ton与预设的最小导通时间ton_min之间的差距即可。

图9示出了根据本发明又一替代实施例的关断补偿设定电路102的电路示意图。图9所示的关断补偿设定电路102可匹配包括图3和图6所示实施例在内的导通时间判定电路101。图9所示实施例中，关断补偿设定电路102包括一个跨导放大器901，跨导放大器的输入端接收来自导通时间判定电路101的导通时间判定信号tonc，输出端输出一个电流信号i_freq，作为关断时间补偿信号toff_comp。在一个实施例中，电流信号i_freq是用于调整频率的频率调整信号。

下面将以匹配图6所示实施例中的导通时间判定电路101为例，描述图9所示实施例中，关断补偿设定电路102的工作原理。本领域技术人员能够理解，图9所示的关断补偿设定电路102不仅仅可以适配如图6所示实施例中的导通时间判定电路101。只要导通时间判定信号tonc为一个电压信号，图9所示的关断补偿102即可匹配。

如前所述，当ton≥ton_min时，在关断时间到来的时刻，导通时间判定信号tonc回归到零值。此时，跨导放大器901接收到一个零值的输入信号，则输出的电流信号i_freq(即关断时间补偿信号toff_comp)也为0，提示对当前的开关频率不作任何变更，使得关断时间补偿电路102输出的关断时间补偿信号toff_comp不影响当前周期内的关断时间toff。

而当ton<ton_min时，在关断时间到来的时刻，导通时间判定信号tonc无法回归零值，而是位于比初始值0高δv的位置。此时，跨导放大器901接收到的输入信号值为δv，从而输出一个电流信号i_freq作为频率调整信号(即关断时间补偿信号toff_comp)，其值为δi＝δv*gm，其中gm为跨导放大器901的增益。δi用于降低当前的开关频率，对应即使得关断时间补偿电路100最终输出的关断时间补偿信号toff_comp延长当前周期内的关断时间toff，延长了当前的开关周期。

图10示出了根据本发明一个实施例的包含关断时间补偿电路100的开关变换器10结构框图。如图10所示，除关断时间补偿电路100外，开关变换器10可以包括：关断信号发生器11，开通信号发生器12，触发器13。在图示实施例中，开关变换器10可以进一步包括驱动器14和功率变换电路15。其中，关断信号发生器11根据输入的反馈信号vfb，输出关断信号comp，用于终止导通时间，使开关变换器10进入关断时间。在图示实施例中，关断信号发生器11包括一个误差放大器ea，一个比较器comp和一个电流感测器isen。误差放大器ea的反相输入端接收反馈信号vfb，正相输入端接收一个参考信号vref，输出端输出误差放大信号vea。电流感测器isen感测开关变换器上的电流il，生成一个电流斜坡信号vslope。比较器comp的正相输入端接收误差放大信号vea，反相输入端接收电流斜坡信号vslope，生成一个比较信号comp作为关断信号。

开通信号发生器12接收来自于关断时间补偿电路100的关断补偿信号toff_comp，并根据关断补偿信号toff_comp产生开通信号ck。触发器13具有置位端s，复位端r和输出端q，置位端s接收开通信号ck，复位端r接收比较信号comp，输出端q输出控制信号pwm。

驱动电路14接收控制信号pwm，根据控制信号pwm，生成控制主开关管q1的上管驱动信号hsw和控制同步整流管的下关驱动信号lsw。在图示实施例中，上管驱动信号hsw还进一步提供给关断时间补偿电路100作为导通时间提示信号hson。在其他实施例中，导通时间提示信号hson可以为任何其他合适的信号，只要能够表征导通时间ton即可。例如，在另一实施例中，导通时间提示信号hson可以为控制信号pwm或根据控制信号pwm生成，在又一实施例中，导通时间提示信号hson也可以根据感测电流il生成。

在图示实施例中，以一个同步整流型降压(buck)变换器作为功率变换电路15为例进行解释。如图所示，功率变换电路15接收来自驱动电路14的驱动信号控制。在图示实施例中，功率变换电路具有主开关管q1，同步整流管q2，输出电感lout和输出电容cout，用于将输入电压vin变换为输出电压vout。其中，主开关管q1受上管驱动信号hsw控制，同步整流管q2受下管驱动信号lsw控制。反馈信号vfb可根据输出电压vout上产生。电流感测器isen所感测的电流il可以为功率变换电路15的输出电感lout上的电流或者输入端的输入电流。

本领域具有普通水平的技术人员能够理解，上述关于同步整流型buck变换器的实施例是示例性的而非限定性的。在其他实施例中，功率变换电路15可以为任何合适的开关变换器，例如升压(boost)变换器，升-降压(buck-boost)变换器等等。

图11示出了根据本发明一个实施例中的开通信号发生器12的电路结构图。如图11所示，开通信号发生器12包括一个时钟振荡器1101和一个信号混合器1102，时钟振荡器1101生成一个时钟信号clk。典型的，时钟信号clk为一个占空比为50％的方波信号。信号混合器1102将时钟信号clk同接收到的关断时间补偿信号toff_comp进行混合，生成开通信号ck。其中，在当前周期的导通时间ton大于等于预设的最小导通时间ton_min时，时钟信号clk在同关断时间补偿信号toff_comp混合后不发生变化，即信号混合器1102输出的开通信号ck同时钟信号clk相同。在当前周期的导通时间ton小于预设的最小导通时间ton_min时，信号混合器1102根据关断时间补偿信号toff_comp，将时钟信号clk的下一个上升沿延迟，生成开通信号ck。具体的，延迟时间可以根据toff_comp的波形决定。

图12示出了根据本发明另一个实施例中的开通信号发生器12的电路结构图，如图12所示，开通信号发生器12包括了一个可调节频率的时钟振荡器1201。时钟振荡器1201输出一个时钟信号clk作为开通信号ck。典型的，时钟信号clk是一个占空比为50％的方波信号。时钟振荡器1201接收关断时间补偿信号toff_comp作为频率调节信号。其中，在当前周期的导通时间ton大于等于预设的最小导通时间ton_min时，关断时间补偿信号toff_comp不发生补偿作用，时钟信号clk的频率不发生变化。在当前周期的导通时间ton小于预设的最小导通时间ton_min时，时钟振荡器clk根据关断时间补偿信号toff_comp，将时钟信号clk的周期延长，频率降低。

图13示出了依据本发明一个实施例的对开关变换器的关断时间补偿方法1300的步骤流程图。如图13所示，关断时间补偿方法1300包括如下步骤：

步骤1301：接收导通时间提示信号hson，依据导通时间提示信号，计算当前导通时间ton同预设的最小导通时间ton_min之间的差距，生成一个导通时间判定信号tonc；

步骤1302：根据导通时间判定信号tonc，生成关断时间补偿信号toff_comp，其中，在当前导通时间ton小于预设的最短导通时间ton_min时，关断时间补偿信号toff_comp延长当前周期关断时间，对应使当前开关周期延长。

在一个实施例中，关断时间补偿方法1300还进一步包括：

步骤1303：将关断时间补偿信号toff_comp同一个时钟信号clk进行混合，生成一个开通信号ck。

其中，在当前周期的导通时间ton大于等于预设的最小导通时间ton_min时，时钟信号clk在同关断时间补偿信号toff_comp混合后不发生变化，即信号混合器1102输出的开通信号ck同时钟信号clk相同。在当前周期在当前周期的导通时间ton小于预设的最小导通时间ton_min时，关断时间补偿信号toff_comp同时钟信号clk混合后，使得时钟信号clk的下一个上升沿延迟，生成开通信号ck。具体的，延迟时间可以根据toff_comp的波形决定。

在另一个替代实施例中，关断时间补偿方法1300进一步包括：

步骤1304：将关断时间补偿信号toff_comp作为频率调节信号，输出给一个频率可调的时钟振荡器，时钟振荡器根据频率调节信号生成时钟信号clk。

其中，在当前周期的导通时间ton大于等于预设的最小导通时间ton_min时，关断时间补偿信号toff_comp不发生补偿作用，时钟信号clk的频率不发生变化。在当前周期在当前周期的导通时间ton小于预设的最小导通时间ton_min时，时钟振荡器clk根据关断时间补偿信号toff_comp，将时钟信号clk的周期延长，频率降低。

在一个实施例中，依据导通时间提示信号，计算当前导通时间ton同预设的最小导通时间ton_min之间的差距，生成一个导通时间判定信号tonc包括：

对导通时间ton进行积分，当导通时间ton大于预设的最小导通时间ton_min时，积分值等于一个预设的固定值，当导通时间ton小于预设的最小导通时间ton_min时，积分值小于预设固定值；

将积分值转换为导通时间判定信号tonc。

在一个实施例中，根据导通时间判定信号tonc，生成关断时间补偿信号toff_comp包括：

对关断时间进行积分，根据积分值生成一个计时信号tim；

将计时信号同导通时间判定信号tonc进行比较，生成关断关断时间补偿信号toff_comp。

在另一替代实施例中，根据导通时间判定信号tonc，生成关断时间补偿信号toff_comp包括：

采用跨导放大器将导通时间判定信号tonc转换为一个电流信号i_freq。

以上对根据本发明实施例的补偿控制方法及步骤的描述仅为示例性的，并不用于对本发明进行限定。另外，一些公知的控制步骤及所用控制参数等并未给出或者并未详细描述，以使本发明清楚、简明且便于理解。发明所属技术领域的技术人员应该理解，以上对根据本发明各实施例的控制方法及步骤的描述中所述使用的步骤编号并不用于表示各步骤的绝对先后顺序，这些步骤并不按照步骤编号顺序实现，而可能采用不同的顺序实现，也可能同时并列地实现，并不仅仅局限于所描述的实施例。

虽然已参照几个典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。