一种直流电源单元控制检测系统与方法与流程

本发明涉及直流电源控制技术领域，特别涉及一种直流电源单元控制检测系统与方法。

背景技术：

许多工业现场需要对负载进行加热，涉及到加热就需要进行电源输出功率的控制，进而控制负载温度。传统的可控硅电源控制可控硅开关，然后经过工频变压器降压，输出大电流加热负载，这类电源变压器体积大而逐渐被高频igbt电源替代。对于加热负载，温度惯性都比较大，只需要长时间的平均功率稳定，负载温度就能稳定，因此对于电源的输出纹波基本没有要求。基于此，为了节省成本，这类电源经过整流的滤波参数都很小或者几乎没有。对于工频为50hz的三相电网，整流输入母线就会存在300hz的交流电压纹波，输出也就会有300hz的交流电压纹波。对于这类输出波动的直流电源，传统的pi控制跟踪方法存在跟踪静差。为了快速跟踪负载与电网的变化，pid输出的波动就会很大，进而导致母线波动。特别是当电网较弱时，母线的波动使得输入电流发生变化，严重的将会导致三相输入电流不平衡，对电网不利。也有将反馈进行滤波，设计低通滤波器滤除300hz交流成分，但这会导致反馈滞后，在负载或电网突变时无法快速跟踪。

技术实现要素：

本发明的目的在于改善现有技术中所存在的不足，提供一种直流电源单元控制检测系统与方法。

为了实现上述发明目的，本发明实施例提供了以下技术方案：

一种直流电源单元控制检测系统，与直流电源单元连接，所述直流电源单元输入端与电网连接，直流电源单元的母线输出端连接有负载，包括依次连接的开关频次陷波器、六脉波陷波器、pi调节器、最小值选取单元、pwm驱动单元，所述直流电源单元包括igbt逆变桥，所述开关频次陷波器的输入端连接直流电源单元的母线输出端，所述pwm驱动单元的输出端与igbt逆变桥连接。

本发明实现了稳定功率高频加热电源，为节省成本，直流电源单元中输入、输出的滤波组件参数都极小，将直流电源单元的母线输出端的反馈信号进行陷波处理，滤除系统无需调节的信号，采用常规的pi调节器即可完成无差跟踪，不影响直流电源单元的正常工作。避免了使用常规低通滤波器进行反馈调节产生的滞后，以及常规反馈不对300hz进行处理时产生的调节误差与调节波动，不会因为调节后存在的跟踪静差导致弱电网情况时三相进线电流产生大的波动变化与不平衡。

更进一步地，为了更好的实现本发明，所述开关频次陷波器包括开关电压频次陷波器、开关电流频次陷波器，所述开关电压频次陷波器的输入端、开关电流频次陷波器的输入端分别与直流电源单元的母线输出端连接。

更进一步地，为了更好的实现本发明，所述六脉波陷波器包括电压六脉波陷波器、电流六脉波陷波器，所述电压六脉波陷波器的输入端与开关电压频次陷波器的输出端连接，电流六脉波陷波器的输入端与开关电流频次陷波器的输出端连接。

更进一步地，为了更好的实现本发明，所述pi调节器包括pi电压调节器、pi电流调节器，所述pi电压调节器的输入端与电压六脉波陷波器的输出端连接，所述pi电流调节器的输入端与电流六脉波陷波器的输出端连接；所述pi电压调节器的输出端、pi电流调节器的输出端分别与最小值选取单元连接。

更进一步地，为了更好的实现本发明，所述直流电源单元还包括第一整流桥、高频变压器、第二整流桥，所述第一整流桥的输入端与电网连接，第一整流桥的输出端与igbt逆变桥的输入端连接，igbt逆变桥的输出端与高频变压器的输入端连接，高频变压器的输出端与第二整流桥的输入端连接，第二整流桥的输出端分别与开关电压频次陷波器、开关电流频次陷波器连接。

一种直流电源单元控制检测方法，包括以下步骤：

步骤s1：提取直流电源单元的母线输出端处的反馈信号；

步骤s2：将反馈信号接入开关频次陷波器和六脉波陷波器进行滤波处理；

步骤s3：将处理后得到的电压udc、电流idc，分别与参考电压vref、参考电流iref做差后进入pi调节器进行调节；

步骤s4：pi调节器分别将电压、电流做差后的调节值发送至最小值选取单元；

步骤s5：最小值选取单元选取最小的调节值作为pid_out信号输出至pwm驱动单元；

步骤s6：pwm驱动单元将pid_out信号转换为pwm占空比输出至igbt逆变桥，实现控制igbt逆变桥。

更进一步地，为了更好的实现本发明，所述步骤s1具体包括以下步骤：提取直流电源单元的母线输出端电容c2两端的反馈电压vf，以及母线输出端处的反馈电流if。

更进一步地，为了更好的实现本发明，所述步骤s2具体包括以下步骤：将反馈电压vf输入开关电压频次陷波器进行高频次开关纹波滤除处理，处理后发送至电压六脉波陷波器；将反馈电流if输入至开关电流频次陷波器进行高频次开关纹波滤除处理，处理后发送至电流六脉波陷波器；

电压六脉波陷波器接收开关电压频次陷波器处理后的反馈电压，并对其进行300hz六脉波纹波滤除处理，得到电压udc；电流六脉波陷波器接收开关电流频次陷波器处理后的反馈电流，并对其进行300hz六脉波纹波滤除处理，得到电流idc。

更进一步地，为了更好的实现本发明，所述步骤s3具体包括以下步骤：电压六脉波陷波器处理后得到的电压udc与系统给定的参考电压vref做差，得到电压差值，并将其发送至pi电压调节器；电流六脉波陷波器处理后得到的电流idc与系统给定的参考电流iref做差，得到电流差值，并将其发送至pi电流调节器。

更进一步地，为了更好的实现本发明，所述步骤s4具体包括以下步骤：pi电压调节器将做差后的电压差值进行调节，得到的电压调节值发送至最小值选取单元，pi电流调节器将做差后的电流差值进行调节，得到的电流调节值发送至最小值选取单元。

与现有技术相比，本发明的有益效果：

本发明中直流电流单元的母线输入端、母线输出端的滤波参数都极小，甚至没有时，母线输出端将会存在较大的交流纹波，其中包含了高频次开关纹波和六脉波纹波电压，使用陷波器对高频次开关纹波和六脉波纹波进行滤除，不会影响直流电源单元母线输出端的反馈信号的快速响应。当电网发生突变或负载发生突变时，能够快速调节控制igbt逆变桥的pwm占空比，迅速降低直流电源单元的输出，不会导致过流、过载等停机故障，避免给用户端的负载带来损失和不便。使用本发明的陷波器对固定频率进行滤波处理后，输出的即为直流量，不会再影响直流电源单元母线上的电压，也就不会因为调节跟踪反馈信号而导致弱网时三相进线电流发生较大的波动变化。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

图1为本发明模块框图；

图2为本发明经陷波器处理器后的各参数波形图；

图3为本发明未经陷波器处理的各参数波形图；

图4为传统的直流电源单元模块框图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。同时，在本发明的描述中，术语“第一”、“第二”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性，或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。

实施例1：

本发明通过下述技术方案实现，如图1所示，一种直流电源单元控制检测系统，与直流电源单元连接，所述直流电源单元的输入端与电网连接，直流电源单元的母线输出端连接有负载，所述直流电源单元包括依次连接的第一整流桥、igbt逆变桥、高频变压器、第二整流桥，所述第一整流桥的输入端与电网连接，第一整流桥的输出端与igbt逆变桥的输入端连接，igbt逆变桥的输出端与高频变压器的输入端连接，高频变压器的输出端与第二整流桥的输入端连接，第二整流桥的输出端分别与本系统的输入端和负载连接。

本系统包括依次连接的开关频次陷波器、六脉波陷波器、pi调节器、最小值选取单元、pwm驱动单元，所述开关频次陷波器的输入端连接直流电源单元的母线输出端，即第二整流桥的输出端，所述pwm驱动单元的输出端与igbt逆变桥连接。

详细来说，所述开关频次陷波器包括开关电压频次陷波器、开关电流频次陷波器，所述开关电压频次陷波器的输入端、开关电流频次陷波器的输入端分别与直流电源单元的母线输出端连接。

所述六脉波陷波器包括电压六脉波陷波器、电流六脉波陷波器，所述电压六脉波陷波器的输入端与开关电压频次陷波器的输出端连接，电流六脉波陷波器的输入端与开关电流频次陷波器的输出端连接。

所述pi调节器包括pi电压调节器、pi电流调节器，所述pi电压调节器的输入端与电压六脉波陷波器的输出端连接，所述pi电流调节器的输入端与电流六脉波陷波器的输出端连接；所述pi电压调节器的输出端、pi电流调节器的输出端分别与最小值选取单元连接。

如图4所示为传统的直流电源单元，包括了设置在第一整流桥和igbt逆变桥之间的输入lc滤波器，以及设置在第二整流桥和负载之间的输出lc滤波器。本发明为了节省成本将输入lc滤波器中的电感l省略，或者如图1所示接入uh级别的电感l1，电容c使用可提供大电流支撑的小容量薄膜电容c1。也可以将输出lc滤波器中电感l、电容c省略，或者如图1所示换作uh级别的电感l2、小容量薄膜电容c2。

需要说明的是，所述第一整流桥接入电网处为所述直流电源单元的输入端，第二整流桥与负载的连接处为直流电源单元的输出端。若设置有输入lc滤波器和输出lc滤波器时，输入lc滤波器与igbt逆变桥的连接处为直流电源单元的母线输入端，输出lc滤波器与负载的连接处为直流电源单元的母线输出端。

作为举例，本实施例假设电网的工频为50hz，经过第一整流桥整流后，在直流电源单元的igbt整流桥前的母线输入端(以下统称为母线输入端)会存在300hz的六脉波纹波电压，直流电源单元的母线输出端也将存在300hz的六脉波纹波电压以及高频次开关纹波。按照上述方式将lc滤波器省略或者更换为小电感和小电容，能够大大节省直流电源单元的成本，只要能够控制保持长时间内直流电源单元的输出功率均值稳定，就不会影响负载加热。需要说明的是，电网的工频不一定为50hz，当电网的工频不为50hz时，直流电源单元的母线输出端存在的六脉波纹波电压也不为300hz，本实施例仅取工频为50hz时作为举例。

那么为了直流电源单元的输出功率均值能稳定，传统方式是加入常规的低通滤波器对输出的300hz六脉波纹波电压和高频次开关纹波进行处理，但直流电源单元的母线输出端的反馈信号会产生很大的滞后，不利于对直流电源单元的控制。特别是当电网一侧或负载一侧产生突变时，可能因控制不及时而导致直流电源单元发生故障。

本实施例对直流电源单元的母线输出端存在的300hz六脉波纹波电压和高频次开关纹波的处理是加入开关频次陷波器、六脉波陷波器等实现滤波的作用，使用陷波器的传递函数为：

其中，ωn为需要滤除的角频率；k1、k2为滤波衰减系数，其中k1远远大于k1，本实施例中选取k1＝0.1，k2＝0.00001；s为复参变量，称为复频率，s＝σ+jω。

针对直流电源单元的母线输出端的反馈信号存在的300hz六脉波纹波电压，使用六脉波陷波器将其滤除，则六脉波陷波器的ωn＝2*π*300，针对直流电源单元的母线输出端的反馈信号存在的高频次开关纹波，使用开关频次陷波器将其滤除，比如pwm驱动单元驱动igbt逆变桥需要16khz，则开关频次陷波器的ωn＝2*π*16000。

详细来说，开关电压频次陷波器接入直流电源单元的母线输出端处电容c2两端的反馈电压vf，且开关电压频次陷波器与电压六脉波陷波器串联；开关电流频次陷波器接入直流电源单元的母线输出端处的反馈电流if，且开关电流频次陷波器与电流六脉波陷波器串联。

反馈电压vf经过串联的开关电压频次陷波器、电压六脉波陷波器后输出udc，使用系统给定的参考电压vref做差后，经pi电压调节器中进行调节，调节后将电压调节值输出至最小值选取单元。反馈电流if经过串联的开关电流频次陷波器、电流六脉波陷波器后输出idc，使用系统给定的参考电流iref做差后，经pi电流调节器中进行调节，调节后将电流调节值输出至最小值选取单元。

pi电压调节器和pi电流调节器将调节后的电压调节值和电流调节值输出至最小值选取单元后，最小值选取单元选出其中最小值作为pid_out信号输出至pwm驱动单元，最终由pwm驱动单元将该信号转换为pwm占空比输出至igbt逆变桥，实现控制igbt逆变桥。

如图3(a)所示为直流电源单元的母线输出端处未经陷波器处理的反馈电压vf的波形，直流电源单元的母线输出端处未经陷波器处理的反馈电流if的波形与反馈电压vf的波形相似；如图3(b)所示为未经陷波器处理的pid_out信号波形；如3(c)图所示为未经陷波器处理的反馈信号控制igbt逆变桥后，电网输出电流i_net的波形。

如图2(a)所示为直流电源单元的母线输出端的反馈电压vf的波形，如图2(b)所示为经开关电压频次陷波器、电压六脉波陷波器反馈处理后的电压udc的波形，经开关电流频次陷波器、电流六脉波陷波器反馈处理后的电流idc的波形与电压udc的波形相似；如图2(c)所示为经陷波器处理后的pid_out信号波形；如图2(d)所示为经陷波器处理的反馈信号控制igbt逆变桥后，电网输出电流i_net的波形。

从图2(a)中可以看出，直流电源单元输出的电压vf有较大的300hz六脉波纹波和高频次开关纹波，经过开关电压频次陷波器和电压六脉波陷波器处理后输出的如图2(b)所示的电压udc基本为直流量，图2(c)中pid_out信号纵轴“1”表示pwm驱动单元可输出100％的pwm占空比。如图所示可知经过陷波器处理后的pwm占空比稳定了很多，因此可以实现长时间稳定的驱动直流电源单元，使得电网输出的电流i_net的稳定性也很好，这对于弱电网的情况有很大的优势。

而未经过陷波器处理的反馈电压vf即为pi电压调节器追踪的udc，此时最小值选取单元会产生300hz的调节波动，图3(b)中pwm占空比在300hz频率内的变化量几乎超过了10％，进而图3(c)所示的电网输出的电流i_net也产生了较大的波动，特别是在弱电网的情况下更加明显。

本发明将直流电源单元的反馈电压vf、反馈电流if都经过陷波器处理后得到pi调节器容易跟踪的直流量udc、idc，再与系统给定的参考电压vref、参考电流iref做差在pi调节器中进行误差调节，使用最小值选取单元取出最小值，实现电压、电流双环控制。同理，将陷波器处理后的直流量udc、idc选用一个pi调节器进行相乘得到经陷波器处理后的反馈功率，与系统给定的参考功率做差后，经pwm驱动单元转换为pwm占空比，控制igbt逆变桥的功率。

需要说明的是，陷波器的算法只针对固定频率的陷波处理，比如本实施例选用300hz的六脉波和高频次开关纹波为例进行陷波处理，因此不会对反馈信号上其他频段信号产生任何影响，电网瞬态变化也就能及时的检测并跟踪。不存在任何滞后的响应，在实际系统中进行负载的突然投切或电网突升突降时，使用本发明都是在几个高频次开关周期内响应并跟踪。

综上所述，本发明实现了稳定功率高频加热电源，为节省成本，直流电源单元中输入、输出的滤波组件参数都极小，将直流电源单元的母线输出端的反馈信号进行陷波处理，滤除系统无需调节的信号，采用常规的pi调节器即可完成无差跟踪，不影响直流电源单元的正常工作。避免了使用常规低通滤波器进行反馈调节产生的滞后，以及常规反馈不对300hz进行处理时产生的调节误差与调节波动，不会因为调节后存在的跟踪静差导致弱电网情况时三相进线电流产生大的波动变化与不平衡。

基于上述系统，本发明提出一种直流电源单元控制检测方法，包括以下步骤：

步骤s1：提取直流电源单元的母线输出端处的反馈信号。

提取直流电源单元的母线输出端电容c2两端的反馈电压vf，以及母线输出端处的反馈电流if。

步骤s2：将反馈信号接入开关频次陷波器和六脉波陷波器进行滤波处理；

将反馈电压vf输入开关电压频次陷波器进行高频次开关纹波滤除处理，处理后发送至电压六脉波陷波器；将反馈电流if输入至开关电流频次陷波器进行高频次开关纹波滤除处理，处理后发送至电流六脉波陷波器。

电压六脉波陷波器接收开关电压频次陷波器处理后的反馈电压，并对其进行300hz六脉波纹波滤除处理，得到电压udc；电流六脉波陷波器接收开关电流频次陷波器处理后的反馈电流，并对其进行300hz六脉波纹波滤除处理，得到电流idc。

步骤s3：将处理后得到的电压udc、电流idc，分别与参考电压vref、参考电流iref做差后进入pi调节器进行调节。

电压六脉波陷波器处理后得到的电压udc与系统给定的参考电压vref做差，得到电压差值，并将其发送至pi电压调节器；电流六脉波陷波器处理后得到的电流idc与系统给定的参考电流iref做差，得到电流差值，并将其发送至pi电流调节器。

步骤s4：pi调节器分别将电压、电流做差后的调节值发送至最小值选取单元。

pi电压调节器将做差后的电压差值进行调节，得到的电压调节值发送至最小值选取单元，pi电流调节器将做差后的电流差值进行调节，得到的电流调节值发送至最小值选取单元。pi调节器为本领域技术人员常用且熟知的器件，其功能和工作原理也为本领域技术人员所知，因此不再对其进行赘述。

步骤s5：最小值选取单元选取最小的调节值作为pid_out信号输出至pwm驱动单元。

最小值选取单元接收pi电压调节器发送的电压调节值和pi电流调节器发送的电流调节值，并选取其中最小的至作为pid_out信号输出至pwm驱动单元。

步骤s6：pwm驱动单元将pid_out信号转换为pwm占空比输出至igbt逆变桥，实现控制igbt逆变桥。

本发明中直流电流单元的igbt逆变桥前端的母线输入端、负载前端的母线输出端的滤波参数都极小，甚至没有，母线输出端将会存在较大的交流纹波，其中包含了高频次开关纹波和300hz的大功率六脉波纹波，使用陷波器对高频次开关纹波和300hz的大功率六脉波纹波进行滤除，不会影响直流电源单元母线输出端的反馈信号的快速响应。当电网发生突变或负载发生突变时，能够快速调节控制igbt逆变桥的pwm占空比，迅速降低直流电源单元的输出，不会导致过流、过载等停机故障，避免给用户端的负载带来损失和不便。使用本发明的陷波器对固定频率进行滤波处理后，输出的即为直流量，不会再影响直流电源单元第一整流桥处的母线电压，也就不会因为调节跟踪反馈信号而导致弱网时三相进线电流发生较大的波动变化。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。