开关电源装置的控制装置的制作方法

本发明涉及一种开关电源装置的控制装置，特别涉及具有检测负载的待机状态和正常状态，并在待机状态时降低消耗电力的功能的电流谐振型的开关电源装置的控制装置。

背景技术：

目前，通过开关电源装置来提供电源的各种电气设备通常具有进行通常工作的正常模式和处于待机状态的待机模式。

这样的具备待机模式的电气设备在其待机状态下消耗电力比正常模式的情况下的消耗电力低，因此，在开关电源装置中也检测待机状态，并降低电源的供给能力而降低消耗电力。

开关电源装置能够通过从其负载接收待机控制信号来判断作为负载的电气设备进入了待机模式这一情况(例如，参照专利文献1)。在该专利文献1所记载的开关电源装置中，来自负载的待机控制信号由检测输出电压并将其反馈到控制ic(integratedcircuit：集成电路)的输出电压检测电路接收，并将对输出电压进行分压的分压电路的分压比切换为待机模式的分压比。由此，控制ic检测出由待机控制信号引起的反馈电压的变化而判断为从负载有待机的指示，并进入待机模式。

还已知开关电源装置在待机模式时进行突发脉冲控制，该突发脉冲控制使进行一定期间开关的开关期间和停止一定期间开关的停止期间反复交替(例如，参照专利文献2)。通过对开关工作设置停止期间，从而大幅降低开关电源装置在待机模式时的待机电力。在该突发脉冲控制的开关期间内，在停止开关时和开始开关时，有时会产生依赖于开关工作停止或开始时的谐振电流的声音。即，如果突然停止或开始开关，则会产生谐振电流急剧减小或增大这样的瞬态现象，有时会因该瞬态现象而在流通于谐振电路的电流的频率成分中产生可听噪声。该可听噪声的频率成分随着谐振电流越大，而变得越大，这成为产生声音的原因。为了防止产生该声音，在专利文献2的开关电源中，即使在突发脉冲控制中的间歇性的开关中，也进行软启动、软结束。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2017-103889号公报

专利文献2：日本特开2016-111758号公报

技术实现要素：

技术问题

上述开关电源装置检测出反馈电压的变化而进入待机模式，但是在退出待机模式返回到正常模式时，也基于反馈电压的变化来判断这一时刻。在开关电源装置之中具有稳定动作所需的反馈的响应时间不同的开关电源装置，如果反馈的响应时间快，则即使在负载轻的情况下，也由于待机模式下的反馈电压的变化变快，有时会错误地返回到正常模式。在此情况下，由于在返回到正常模式的瞬间开始进行不进行软启动、软结束的通常的开关，因此存在产生谐振电流急剧增大的瞬态现象从而在流通于谐振电路的电流的频率成分中产生可听噪声这样的问题。

本发明是鉴于这一点而完成的，其目的在于提供一种避免了本应继续待机模式却错误地返回到正常模式这一情况的开关电源装置的控制装置。

技术方案

在本发明中，为了解决上述课题，提供一种向负载提供恒定的输出电压的电流谐振型的开关电源装置的控制装置。该开关电源装置的控制装置具备：负载电流检测电路，其通过接收谐振电路的一部分谐振电流并将其平均化，从而输出表示负载电流的负载电流信号；以及待机检测电路，其接收反馈了输出电压与其目标电压之间的误差的反馈信号和负载电流信号，在负载电流信号变得低于判断是否为轻负载的第一阈值的情况下，在反馈信号低于第二阈值时，判断为负载处于待机模式，并在反馈信号变得高于第二阈值的期间持续超过一定时间时，判断为负载处于正常模式。

技术效果

上述构成的开关电源装置的控制装置具有如下优点，即：在处于待机模式时，即使反馈信号瞬态地变得比第二阈值高，待机检测电路所输出的信号也不会切换到正常模式。

本发明的上述及其他目的、特征和优点将通过表示作为本发明的例子的优选实施方式的附图和相关的以下说明来阐明。

附图说明

图1是示出具备本发明的实施方式的控制装置的电流谐振型的开关电源装置的电路图。

图2是示出控制装置的构成例的图。

图3是示出待机检测电路的构成例的电路图。

图4是示出待机检测电路的延迟电路的构成例的电路图。

图5是示出待机检测电路的延迟电路的输入输出波形的图。

图6是示出反馈的响应慢的情况下的待机检测电路的工作时序的图。

图7是示出反馈的响应快的情况下的待机检测电路的工作时序的图。

符号说明

10：第一转换器

11：pfc控制ic

20：第二转换器

21p、21n：输出端子

22：llc控制ic

31：振荡电路

32：控制电路

33：电平转换电路

34：高侧驱动电路

35：低侧驱动电路

36：负载电流检测电路

37：待机检测电路

38：软启动电路

41、42：比较器

43：延迟电路

44：nor电路

51：电阻

52：比较器

53：电容器

54：开关元件

55：反相器电路

ac：交流电源

c1：平滑电容器

c2、c3：电容器

cbulk：平滑电容器

cca：电容器

co：输出电容器

cr：谐振电容器

cs、css：电容器

d1、d2：二极管

db：二极管桥

dp：二极管

lp：电感器

p1：初级绕组

pc1：光电耦合器

q、q1、q2：开关元件

r1、r2、r3、r4、r5、rs：电阻

s1、s2：次级绕组

sr1：并联稳压器

t1：变压器

具体实施方式

以下，以应用于不接受来自外部的指示而在控制ic侧判断负载的待机状态的电流谐振型的开关电源装置的情况为例参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。应予说明，图中用相同的符号表示的部分表示相同的构成要素。

图1是示出具备本发明的实施方式的控制装置的电流谐振型的开关电源装置的电路图，图2是示出控制装置的构成例的图。应予说明，在以下的说明中，端子名和该端子处的电压、信号等有时使用相同的符号。

图1的开关电源装置为第一转换器10和第二转换器20的两级结构。第一转换器10是pfc(powerfactorcorrection：功率因数校正)升压转换器，第二转换器20是dc-dc转换器，这里，示出了半桥电流谐振转换器的例子。

在第一转换器10中，交流电源ac的两个端子连接于二极管桥db的交流输入端子，二极管桥db的正极输出端子连接于平滑电容器c1的一个端子。平滑电容器c1的另一个端子连接于二极管桥db的负极输出端子。二极管桥db的正极输出端子还连接于电感器lp的一个端子，电感器lp的另一个端子连接于二极管dp的阳极端子。电感器lp的另一个端子还连接于设为n沟道mosfet(metal-oxide-semiconductorfield-effecttransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)的开关元件q的漏极端子。开关元件q的栅极端子连接于pfc控制ic11的输出端子，开关元件q的源极端子连接于二极管桥db的负极输出端子。二极管dp的阴极端子连接于平滑电容器cbulk的正极端子和第一转换器10的输出端子，平滑电容器cbulk的负极端子连接于二极管桥db的负极输出端子。

该第一转换器10利用二极管桥db对交流电源ac的交流输入电压进行全波整流，并通过平滑电容器c1对全波整流而得的脉动电流进行平滑化。该平滑化而得的电压被由电感器lp、开关元件q、pfc控制ic11、二极管dp和平滑电容器cbulk构成的升压电路升压并转换为升压后的直流电压。此时，pfc控制ic11使从二极管dp输出的平均电流波形接近于交流输入电压的正弦波，从而改善功率因数并输出升压后的直流的中间电压vbulk。该第一转换器10的输出端子为第二转换器20的输入端子。

在第二转换器20中，接收中间电压vbulk的两个输入端子连接有将高侧的开关元件q1与低侧的开关元件q2串联连接而成的半桥电路。在图示的例子中，开关元件q1和q2使用n沟道mosfet，但是开关元件q1和q2也可以是igbt(insulatedgatebipolartransistor，绝缘栅双极型晶体管)那样的其它形式的开关元件。

开关元件q1和q2的共用连接点连接于变压器t1的初级绕组p1的一端，初级绕组p1的另一端经由谐振电容器cr连接于开关元件q1的漏极端子。这里，变压器t1的初级绕组p1的励磁电感、处于初级绕组p1与次级绕组s1和s2之间的漏电感(leakageinductance)和谐振电容器cr构成谐振电路。应予说明，在该实施方式中，将谐振电路与开关元件q1并联地连接，但也可以将谐振电路与开关元件q2并联地连接。谐振电路的等效电路表示为谐振电容器cr、漏电感和变压器t1的初级绕组p1的励磁电感的串联电路。变压器t1的初级绕组p1的励磁电感根据工作模式而有构成谐振电路的谐振电抗器的情况和不构成谐振电路的谐振电抗器的情况。此外，作为谐振电抗器，也可以不用漏电感，而是将与变压器不同的电抗器串联连接于谐振电容器cr。

变压器t1的次级绕组s1的一端连接于二极管d1的阳极端子，次级绕组s2的一端连接于二极管d2的阳极端子。二极管d1和d2的阴极端子连接于输出电容器co的正极端子和输出端子21p。输出电容器co的负极端子连接于次级绕组s1、s2的共同连接点、输出端子21n和地。次级绕组s1、s2、二极管d1、d2和输出电容器co构成将在次级绕组s1、s2产生的交流电压整流、平滑而转换为直流电压的电路，并且构成开关电源装置的输出电路。输出端子21p和21n连接于未图示的负载。

输出端子21p经由电阻r1连接于光电耦合器pc1的发光二极管的阳极端子，发光二极管的阴极端子连接于并联稳压器sr1的阴极端子。在发光二极管的两端的阳极端子和阴极端子并联连接有电阻r2。并联稳压器sr1的阳极端子连接于地。并联稳压器sr1具有与电阻r3、r4的连接点连接的参考端子，电阻r3、r4串联连接在输出电容器co的正极端子与地之间。并联稳压器sr1在参考端子与阴极端子之间连接有电阻r5和电容器c2的串联电路。该并联稳压器sr1使如下电流流过发光二极管，即该电流是与内置的基准电压和将输出电压vo(输出电容器co的两端电压)分压而得的电位之间的差对应的电流。光电耦合器pc1的光电晶体管的集电极端子连接于第二转换器20的控制装置即llc控制ic22的fb端子，发射极端子连接于地，并在集电极端子和发射极端子间连接有电容器c3。该光电耦合器pc1和并联稳压器sr1构成将输出电压vo与基准电压之间的误差反馈到llc控制ic22的电路。

llc控制ic22还具有与高侧的开关元件q1的栅极端子连接的ho端子、与低侧的开关元件q2的栅极端子连接的lo端子、is端子、ca端子和cs端子。is端子连接于电容器cs和电阻rs的串联电路的共同连接点。电容器cs和电阻rs的串联电路是与谐振电容器cr并联地交流连接并对谐振电流进行分流的分流电路。由该分流电路分流而得的电流通过电流检测用的电阻rs转换为电压信号，从而作为表示谐振电流即负载电流的信号输入到llc控制ic22的is端子。电容器cca的一端连接于ca端子，电容器cca的另一端连接于地。电容器css的一端连接于cs端子，电容器css的另一端连接于地。

如图2所示，llc控制ic22的fb端子连接于振荡电路31的输入端子，振荡电路31的输出端子连接于控制电路32。控制电路32的高侧输出端子经由电平转换电路33连接于高侧驱动电路34的输入端子，控制电路32的低侧输出端子连接于低侧驱动电路35的输入端子。高侧驱动电路34的输出端子连接于ho端子，低侧驱动电路35的输出端子连接于lo端子。is端子连接于负载电流检测电路36的第一输入端子，该负载电流检测电路36的输出端子连接于ca端子和待机检测电路37的第一输入端子。从控制电路32输出的信号sw_ctrl被输入到负载电流检测电路36的第二输入端子。待机检测电路37的第二输入端子连接于fb端子，待机检测电路37的输出端子连接于控制电路32的信号sdymo的输入端子。fb端子还连接于软启动电路38的第一输入端子，软启动电路38的第二输入端子连接于cs端子，软启动电路38的输出端子连接于振荡电路31。

在该第二转换器20中，光电耦合器pc1的电流根据输出电压vo而变化。光电耦合器pc1的发光二极管所发出的光信号由光电晶体管接收并成为反馈电压(fb端子电压)。在llc控制ic22内，fb端子通过未图示的上拉电阻等被上拉到高电位侧，而成为与输出电压vo对应的值的电压。

fb端子连接于振荡电路31。该振荡电路31例如是vco(voltage-controlledoscillator：压控振荡器)，并且在正常模式下输出与fb端子电压对应的振荡频率的信号。振荡电路31将使振荡频率根据fb端子电压的变化而变化的信号输入到控制电路32，控制电路32基于此进行控制以使输出电压vo成为恒定电压。

负载电流检测电路36与专利文献1的图5所示的负载检测电路相同，通过在is端子接收与从电容器cs及电阻rs所构成的分流电路接收到的谐振电流相当的信号，并基于信号sw_ctrl利用连接到ca端子的电容器cca将该信号平均化，从而输出表示谐振电流的信号。由于谐振电流的大小与提供给负载的电流成比例，因此ca端子的信号成为表示负载电流的电压信号。该表示负载电流的电压信号被提供给待机检测电路37。

待机检测电路37接收表示负载电流的ca端子的信号和表示输出电压vo的fb端子的信号，并在负载电流和输出电压vo两者都表示待机模式时的值时，将高电平的信号sdymo提供给控制电路32。控制电路32如果从待机检测电路37接收到高电平的信号sdymo，则将第二转换器20的工作从正常模式切换到待机模式。应予说明，如果成为待机模式，则进行突发脉冲控制，控制电路32通过减少开关次数来降低开关损耗并提高效率。

为了由控制电路32进行突发脉冲控制，软启动电路38根据fb端子电压的变化来对cs端子的电容器css进行充电放电。在突发脉冲控制时，通过将该电容器css的充电放电时的电压(cs端子的电压)代替fb端子电压来输入到构成振荡电路31的vco，从而在突发脉冲控制时的开关期间内的开关开始时进行软启动工作并在开关停止时进行软结束工作。

图3是示出待机检测电路的构成例的电路图，图4是示出待机检测电路的延迟电路的构成例的电路图，图5是示出待机检测电路的延迟电路的输入输出波形的图。图6是示出反馈的响应慢的情况下的待机检测电路的工作时序的图，图7是示出反馈的响应快的情况下的待机检测电路的工作时序的图。

如图3所示，待机检测电路37具备比较器41、42、延迟电路43和nor电路44。比较器41在其非反相输入端子连接fb端子，在反相输入端子接收用于判定输出电压vo的阈值ref2，并输出信号fbcomp。比较器42在其非反相输入端子连接ca端子，在反相输入端子接收用于判定负载是否为轻负载的阈值ref1，并输出信号cacomp。应予说明，比较器41、42优选为迟滞比较器。比较器41的输出端子连接于延迟电路43的输入端子，将信号fbcomp输入并输出信号fbdelay。延迟电路43的输出端子连接于nor电路44的一个输入端子。比较器42的输出端子连接于nor电路44的另一个输入端子。nor电路44的输出端子构成待机检测电路37的输出端子，并将信号sdymo输出到控制电路32。在接收的信号fbdelay和信号cacomp都处于低电平时，nor电路44的输出信号sdymo成为高电平，在除此以外的情况下nor电路44的输出信号sdymo成为低电平。

延迟电路43是使输入信号的上升前沿延迟而将其输出，对于输入信号的下降后沿不延迟而输出的电路，例如可以采用图4所示的构成。

即，延迟电路43的输入端子经由电阻51连接于比较器52的非反相输入端子，并在电阻51和比较器52的非反相输入端子之间的连接点连接电容器53的一端，电容器53的另一端连接于地。在电容器53的两端并联连接有开关元件54。在该实施方式中，该开关元件54使用n沟道mosfet。电容器53的一端连接于开关元件54的漏极端子，开关元件54的源极端子连接于地。延迟电路43的输入端子还连接于反相器电路55的输入端子，反相器电路55的输出端子连接于开关元件54的栅极端子。并且，在比较器52的反相输入端子输入用于确定电阻51和电容器53的时间常数以及延迟时间的阈值即基准电压vref。

如图5所示，延迟电路43中，如果其输入端子被输入低电平的信号fbcomp，则反相器电路55的输出成为高电平，因此，开关元件54导通，电容器53的电荷被放电。因此，比较器52输出低电平的信号fbdelay。

接下来，如果输入端子被输入高电平的信号fbcomp，则反相器电路55的输出变为低电平从而开关元件54关断，因此，电容器53通过经由电阻51输入的高电平的信号fbcomp被进行充电。如果该电容器53的端子电压逐渐上升并在经过预定时间后超过基准电压vref，则比较器52从高电平的信号fbcomp的输入起按延迟时间t1延迟而输出高电平的信号fbdelay。

接着，如果延迟电路43的输入端子被输入低电平的信号fbcomp，则反相器电路55的输出变为高电平而将开关元件54导通，且使电容器53的电荷瞬间释放。由此，比较器52在电容器53被放电的时刻不延迟而输出低电平的信号fbdelay。

接下来，参照图6和图7对待机检测电路37的工作进行说明。在图6和图7中，从上起示出了负载的电力po、输出电压vo、fb端子电压、延迟电路43的输入输出信号fbcomp、fbdelay、ca端子电压、比较器42输出的信号cacomp、表示是否处于待机模式的信号sdymo、ho端子和lo端子的信号以及谐振电流icr的变化。应予说明，与fb端子的电压进行比较的阈值电压ref_sw是用于如下工作的电压，即该工作是在待机模式下的突发脉冲控制中，软启动电路38对进行一定期间开关的开关期间和停止一定期间开关的停止期间进行切换。

在待机检测电路37的工作说明中，以在负载从正常模式转移到待机模式，其后恢复到正常模式时第二转换器20变为正常模式、待机模式和正常模式的情况为例进行说明。负载的电力po在最初负载的全部功能进行工作的正常模式下变大，之后在只有负载的一部分进行工作的待机模式下变小，并且最后如果恢复到正常模式，则负载的电力po再次变大。

另外，在反馈的响应慢的情况下，如图6所示，相对于输出电压vo的变化的fb端子电压的变化小，在反馈的响应快的情况下，如图7所示，相对于输出电压vo的变化的fb端子电压的变化变大。

首先，假设在负载以正常模式工作时，第二转换器20的输出电压vo成为目标电压，fb端子电压处于阈值电压ref_sw和阈值ref2之间。此时，在待机检测电路37中，比较器41所输出的信号fbcomp为低电平，延迟电路43所输出的信号fbdelay也为低电平。由于在正常模式下负载电流大，所以ca端子电压保持着高的值，因此，比较器42所输出的信号cacomp处于高电平。由于信号fbdelay是低电平，信号cacomp是高电平，所以nor电路44所输出的信号sdymo是低电平。此时，ho端子和lo端子的信号输出与fb端子电压对应的频率的脉冲信号，并且谐振电流icr成为正弦波状的电流。

接下来，如果负载转换到待机模式，其电力po下降到待机电力，则从输出电容器co流向负载的电荷减少，输出电压vo上升，与此对应，fb端子电压下降。此时，ca端子电压也下降，如果ca端子电压低于阈值ref1，则待机检测电路37的比较器42输出低电平的信号cacomp。此时，延迟电路43所输出的信号fbdelay也是低电平，因此，nor电路44输出高电平的信号sdymo。如果被输入高电平的信号sdymo，则控制电路32从正常模式转换到待机模式，并将开关频率改变为待机模式的频率。由此，在高侧驱动电路34的ho端子和低侧驱动电路35的lo端子输出待机模式的频率的脉冲信号。

在该待机模式的期间内，进行使开关期间和开关停止期间反复交替的突发脉冲控制，在软启动电路38中，将fb端子电压高于阈值电压ref_sw时设为开关期间，将fb端子电压低于阈值电压ref_sw时设为开关停止期间。在振荡电路31中，使得在该开关期间的开始和结束时不发生过大的过冲和下冲。在开关期间内，如上所述，利用电容器css的充电放电时的电压来确定开关频率。

在该待机模式的期间内，在反馈的响应慢的情况下，如图6所示，由于fb端子电压不会达到阈值ref2，所以待机检测电路37的比较器41输出低电平的信号fbcomp。另一方面，在反馈的响应快的情况下，如图7所示，由于fb端子电压有时会达到阈值ref2，所以在fb端子电压超过阈值ref2的期间，比较器41输出高电平的信号fbcomp。如果比较器41输出高电平的信号fbcomp，则在延迟电路43中，由于开关元件54被关断，从而开始通过信号fbcomp向电容器53充电。但是，由于fb端子电压超过阈值ref2的期间比延迟时间t1短，并且电容器53在fb端子电压低于阈值ref2的时刻进行放电，因此延迟电路43不会输出高电平的信号fbdelay。即，即使fb端子电压暂时会超过阈值ref2，也能够避免从应继续的待机模式错误地返回到正常模式这一情况。

接着，如果负载从待机模式恢复到正常模式，则由于负载瞬间变重，从而输出电压vo降低，伴随于此，fb端子电压上升。如果fb端子电压超过突发脉冲控制的阈值电压ref_sw，则突发脉冲控制进入开关期间。

如果fb端子电压进一步上升而超过阈值ref2，则高电平的信号fbcomp被输入到延迟电路43。由于延迟电路43在从被输入高电平的信号fbcomp起经过延迟时间t1的期间后输出高电平的信号fbdelay，因此，此时待机检测电路37输出表示正常模式的低电平的信号sdymo。由此，llc控制ic22在ho端子和lo端子输出正常模式的频率的脉冲信号。

由于返回到正常模式，从而负载电流增大，ca端子电压也增大。如果ca端子电压超过阈值ref1，则比较器42所输出的信号cacomp变为高电平。但是，此时，由于延迟电路43正在输出高电平的信号fbdelay，因此nor电路44所输出的信号sdymo保持低电平。

其后，如果输出电压vo上升而fb端子电压低于阈值ref2，则比较器41所输出的信号fbcomp变为低电平，因此，在该时刻延迟电路43所输出的信号fbdelay也变为低电平。但是，此时，由于比较器42所输出的信号cacomp是高电平，因此nor电路44所输出的信号sdymo保持低电平。

如上所述，根据该待机检测电路37，在ca端子电压低于阈值ref1时，即使fb端子电压瞬态地变得比阈值ref2高，信号sdymo也不会切换为正常模式。由于fb端子电压高于阈值ref2的状态持续延迟时间t1以上，信号sdymo才切换为正常模式，因此可以避免本应继续待机模式却错误地返回到正常模式这一情况。

上述内容仅示出本发明的原理。对本领域技术人员而言，可以进一步进行大量的变形、改变，并且本发明不限于上述所示、所说明的准确的构成和应用例，对应的所有变形例和等同物可视为根据所附权利要求及其等同物的本发明的范围。