用于控制维也纳式整流器的方法与流程

用于控制维也纳式整流器的方法
[0001]
本发明涉及一种用于控制包括隔离的ac到dc(ac电流到dc电流)转换器的单相或三相输入充电设备的整流器的方法。这种充电设备尤其适合于用作电动或混合动力机动车辆中的车载设备。
[0002]
这些车辆配备有高压电池并且通常包括车载充电器，即直接安装在车辆中的电池充电设备。这些充电设备的主要功能是从配电网上可获得的电力对电池进行再充电。因此，这些充电设备将ac电流转换为dc电流。针对充电设备、并且更具体地针对车载充电器的期望标准是高效、小体积、电隔离、可靠性良好、操作安全、电磁干扰发射较低、并且输入电流上的谐波水平较低。
[0003]
本发明的目的适用于单相和三相充电设备。通过展示的方式，图1展示了电动或混动车辆上车载的用于从三相电网30对该车辆的高压电池进行再充电的隔离充电设备10的已知拓扑结构，该车载充电设备10通过该电网的线路阻抗40连接到该三相电网。这种拓扑结构可以被适配用于单相充电设备。
[0004]
为了实施具有电隔离的ac到dc转换功能，已知使用包括第一ac到dc转换器和第二dc到dc转换器(dc电流到dc电流)12的充电设备10，该第一ac到dc转换器具有功率因数校正(pfc)电路20以限制输入电流谐波，该第二dc到dc转换器用于控制充电并且还用于为使用安全提供隔离功能。输入滤波器13常规地集成在车载充电设备10的输入端处，相对于三相电网30在pfc电路20的上游。
[0005]
pfc电路20由集成控制器(未示出)控制，该集成控制器实时分析并校正电流相对于电压的趋势。据此，其通过与电压的整流正弦波进行比较从中推导出形状误差并且其通过控制通过高频斩波的能量的量并将能量储存在电感器中来校正这些形状误差。更确切地说，其作用是在充电器的电源的输入端处实现非相移的且尽可能是正弦的电流。
[0006]
对于pfc电路20，具体地从现有技术文献cn 104811061中已知的是，使用具有三个开关的三电平三相整流器、通常被称为三相维也纳式整流器，如现有技术文献ep 94120245和图2中所描述的。
[0007]
从功率因数校正性能的角度来看，选择这种拓扑结构特别有利。
[0008]
在三相维也纳式整流器20中，三相ac输入电压30的每个相都通过相应的电感器la、lb、lc连接到整流器20的分别设有功率开关单元sa、sb、sc的开关臂1、2、3。
[0009]
这些功率开关单元sa、sb、sc各自被定位在相应的电感器la、lb、lc与中心抽头o之间，该中心抽头在整流器20的两个输出电压v
dch
与v
dcl
之间，这两个输出电压分别对应于连接在中心抽头o与正电源线路h之间的第一输出电容器c1上的电压、以及连接在中心抽头o与负电源线路l之间的第二输出电容器c2上的电压。
[0010]
通常，为了控制这种维也纳式整流器20，测量每个开关sa、sb、sc的输入端处的电压和电流以及整流器的输出端处的电压和电流，并且使用控制回路以生成用于控制这些开关sa、sb、sc的平均导通时间所需的占空比。
[0011]
然而，这种类型的结构的一个问题在于，当测得的电压受到谐波或不平衡的影响时，无法确保电流目标值的最优生成，并且有功功率目标值的生成是不可靠的。
[0012]
测得的电压的不平衡问题具体从文献cn 103187887 b中已知的，该文献描述了一种用于使用正弦目标值的维也纳式整流器的控制器，但是未披露对这些问题的任何解决方案。
[0013]
文献us 8971068 b2描述了一种用于抑制由高压三相单向整流器导致的各种谐波以符合或接近ac电流的输入电压与单向整流器的相电流的输入电压之间的相位差的绝对值的预定阈值的装置。然而，此文献us 8971068 b2未描述提供特定瞬时有功功率目标值的任何可能性。
[0014]
类似地，诸如cn 104811061 a、cn 103227575 a和kr 101250454 b1的其他已知文献描述了具有无功功率补偿的整流器，但未披露电流目标值。
[0015]
文献ep 2 461 469 a3提出了一种能够在旋转参考系中生成dc电流目标值的系统。然而，该系统具有使用附加变量(诸如旋转参考系的相位)来控制整流器以生成输出信号的缺点。
[0016]
因此，本发明的目的在于通过足够可靠而能克服干扰电网的不平衡或谐波的方式来生成电流目标值，以根据三相或单相电网的电压提供有功功率目标值。
[0017]
尤其是已知文献fr 3056851，该文献披露了一种用于生成滤波电流目标值的方法，以根据三相电网的电压来提供有功功率目标值，并且该方法的目的在于克服电网中的不平衡。
[0018]
然而，这种解决方案不能应用于单相充电器。此外，这种解决方案在电压过零时展现出令人不满意的表现，并且不能估计电网电压的频率和幅度，使得控制器的功率和性能保持相对不精确。
[0019]
因此，需要一种用于生成电流目标值的方法，以便解决上面概述的现有技术问题。
[0020]
提出了一种用于生成连接到电网的充电设备的电流目标值的方法，该方法包括：
[0021]-测量至少一个电压的步骤；
[0022]-滤波步骤，在该步骤中，基于所述至少一个测得的电压和该电网的电角频率的值来计算至少一个经滤波的电压；
[0023]-基于所述至少一个测得的电压和所述至少一个经滤波的电压来估计所述至少一个测得的电压的频率和幅度的步骤；
[0024]-合并步骤，在该步骤中，基于所述至少一个测得的电压和所述经滤波的电压来计算合并后的电压；以及
[0025]-基于所述合并后的电压和所估计的幅度来生成电流目标值的步骤。
[0026]
因此，可以实现对维也纳式整流器的电流控制，该维也纳式整流器能够被适配用于三相电网或单相电网两者、并且更一般地适配用于任何n相电网，并且即使在电网不平衡且存在谐波的情况下，也能够确保以相对快速且可靠的方式实现相对正确的控制。
[0027]
此外，该方法使得可以在电压过零期间提供表现相对最佳的控制。
[0028]
有利地且非限制性地，该方法被连续实施若干次，并且该滤波步骤的所述电角频率的值是基于在先前实施时估计出的频率来确定的。因此，可以通过先前对所估计的频率的测量来相对有效地确定电角频率。
[0029]
有利地且非限制性地，该测量步骤包括：测量该三相电网的相电压；以及在两相参考系中计算这些测得的电压的步骤。因此，可以相对容易地简化复杂度和所需的计算时间。
金属氧化物半导体的缩写)晶体管。这种类型的半导体适合于很高的斩波频率。开关sah、sbh、sch也被称为高压侧开关，并且开关sal、sbl、scl也被称为低压侧开关。
[0055]
三相维也纳式整流器20还包括三个并联支路1、2和3，每个支路都具有两个二极管dab和dal、dbh和dbl、以及dch和dcl，这些二极管形成了六二极管三相电桥，用于单向能量传递并对从三相供电电网30取得的电流和电压进行整流。
[0056]
三相维也纳式整流器20的每个输入端通过相应并联输入连接而连接至位于同一支路1、2和3的两个二极管之间的连接点。
[0057]
支路1、2和3的两个公共端形成三相维也纳式整流器20的两个输出端子h和l(分别为正h和负l)，这两个输出端子旨在耦合至dc到dc设备12。
[0058]
每个相的开关臂sa、sb和sc也各自分别连接在位于第一支路1、第二支路2和第三支路3的两个二极管之间的连接点a、b、c与三相维也纳式整流器20的输出电压v
dch
和v
dcl
的中心抽头o之间，这些输出电压分别对应于在三相整流器的正输出端子h与中心抽头o之间的输出电容器c1上的电压、以及在中心抽头o与三相整流器20的负输出端子l之间的输出电容器c2上的电压。
[0059]
根据图1中展示的整体拓扑结构，输出电容器c1、c2上的电压由连接在三相维也纳式整流器20的输出端处的充电设备的dc到dc转换器独立地控制。换言之，三相维也纳式整流器20的输出电压由dc到dc转换器12来控制。
[0060]
插入充电器10的电源的输入端处的三相维也纳式整流器20承担充电器的功率因数的校正角色。这个角色使得可以防止由充电器产生的干扰电流(谐波)流经位于维也纳式整流器20上游的电网的阻抗。
[0061]
通过具有固定斩波频率等于140khz的可变占空比的六个pwm(脉冲宽度调制)控制信号来控制三相电网30的每个相的开关臂sa、sb和sc，这些控制信号例如由针对高采样频率的fpga处理装置(未示出)单独地控制。
[0062]
因此，处理装置适合于确定信号的占空比以控制对整流器的开关臂的开关进行切换，这是对整流器的输入端处的正弦电流进行控制所需的。
[0063]
该处理装置实施适合于控制所述维也纳式整流器的控制方法。
[0064]
根据本发明的控制方法包括：测量61电网的相电压的步骤，对测得的电压进行滤波62的步骤，估计63该电网的电流的频率f
g
和幅度v
g
的步骤，合并64测得的电压的步骤，以及生成65电流目标值的步骤。
[0065]
在包括三相充电设备的本发明的第一实施例中，测量每个电相的相电压v
ames
、v
bmes
、v
cmes
。
[0066]
然后实施对测得的电压进行滤波62的步骤。
[0067]
滤波的目的是提取噪声信号的频率分量。在本实施例中，如图3所展示的滤波器基于变换到克拉克域的测得的电压分量、电网电压的电角频率ω
g
(对应于2πf
g
，其中f
g
是电网电压的频率)来实施，并且根据图3中提出的逻辑布局，该滤波器包括调整增益k1、两个乘法器x、两个积分器1/s和两个加法器。
[0068]
根据图3的滤波器具有实施起来相对简单并且计算复杂度相对较低的优点。该滤波器允许在速度与滤波精度之间有相对较好的折衷。举例来说，如果要对50hz的频率进行滤波，则该滤波器提供小于100ms的响应时间，并且在稳态操作中具有非常好的精度。
[0069]
此外，这种滤波器使得可以生成相对于输入信号正交的信号(相位偏移为+90
°
)，这特别适合于根据本发明的方法，尤其适用于实施诸如以下步骤：
[0070]-估计63输入信号的频率和幅度，
[0071]-在三相情况下估计电压的反序分量621；还以及
[0072]-根据第二实施例的通过单相电网控制充电器的方法。
[0073]
然而，本发明不仅限于该滤波，还可以使用任何其他合适的滤波。
[0074]
为了将该滤波器应用于三相电网，首先针对每个相测量三相相电压v
ames
、v
bmes
、v
cmes
，或者根据一种替代方案，根据相间三相电压的测量值来计算三相相电压。
[0075]
接着，通过应用克拉克变换(三相到两相)来计算611电压的分量α和β。
[0076]
克拉克变换使得可以将对测得的电压执行的计算从三个维度(例如，相电压va、vb和vc)转换为参考系α、β中的两个维度。因此，在本实施例的其余部分中，针对三相电网，任何对与尤其是测得的电压和经滤波的电压的参考都应理解为在参考系α、β中考虑。
[0077]
然后，将该滤波器应用于每个电压分量vα、vβ，以生成经滤波的电压和从这些经滤波的电压推导出它们相应的正交分量和
[0078]
然而，如果电网是不平衡的，则α的正交分量并不总是与β对准。在平衡电网的情况下，这些量相匹配。换言之，参考系α、β的一致性取决于所测量的相之间的平衡性，这是克拉克变换的公知的标准。
[0079]
因此，利用了对正交分量的估计将不平衡(反序分量)与主信号(正序分量)分离开。
[0080]
为了从主信号中分离不平衡，实施了从三相电压中提取621正序分量和反序分量的步骤。
[0081]
具体地，已知的是不平衡的三相电压可以看作是以下3个分量的和：
[0082]-正序分量：与原始电压同序的平衡三相电压；
[0083]-反序分量：与原始电压反序的平衡三相电压；以及
[0084]-零序分量：具有3个同相分量的平衡三相电压(零序列，3个相之间无相移)。
[0085]
使用以下方程组计算经滤波的电压的正序分量的分量α、β：
[0086][0087][0088]
脚标p对应于正序分量(正序列)。
[0089]
使用以下方程组计算经滤波的电压的反序分量的分量α、β：
[0090][0091][0092]
脚标n指示这是反序分量(负序列)。
[0093]
然后，应用克拉克逆变换来计算正序三相电压(和)和反序(和)三相电压。
[0094]
零序分量的计算结果对应于三相相电压的和的1/3。
[0095]
然后，基于在参考系β中测得的电压、经滤波的电压和与经滤波的电压正交的电压来实施估计63频率f
g
和幅度v
g
的步骤。
[0096]
应用以下方程来计算频率：
[0097][0098]
基波分量的幅度v
g
等于：
[0099][0100]
与使用锁相环(pll)的常规结构相比，优点是具有较低的计算复杂度。
[0101]
然后，实施合并步骤64，该步骤包括基于所讨论的相的测得的电压v
abcmes
和经滤波的电压v
abcpftr
计算从测得的电压合并后的电压v
abccs
，如图5所示。
[0102]
目的是提供这样的合并后的电压v
abccs
：在低压下接近测得的电压v
abcmes
，从而确保电压过零时的表现最佳，并且在进一步远离零时更接近经滤波的电压，这通过使用以下方程来实现：
[0103]
v
abccs
＝αv
abcpftr
+(1-α)v
abcmes
[0104]
其中，
[0105][0106]
vth是测得的电压的幅度的阈值。
[0107]
vth_max是最大阈值，超过该阈值时仅采用经滤波的电压v
abcftr
。
[0108]
vth_min是最小阈值，低于该阈值时仅采用测得的电压v
abcmes
。这些阈值可以由本领域技术人员基于所实施的充电设备来调整和适配。
[0109]
在这两个阈值之间，执行经滤波的电压与测得的电压的线性组合，以确保信号的连续性从而实现平滑的表现。
[0110]
该合并在每个相的原始三相相电压和(根据测得的相间电压测得或计算出)和其相电压中的对应相(正序分量)和(分别根据经滤波的电压计算出)之间执行。
[0111]
然后，执行生成65电流目标值的步骤。
[0112]
针对电流控制，使用以下方程计算每个相的电流目标值i
abcreq
：
[0113][0114]
其中i
g
是充电电流的峰值，该峰值根据功率p
req
(要由所讨论的相传输的功率)和(所估计的)电网电压v
g
的幅度计算得出，并且在值处饱和：
[0115][0116]
还将速率限制器应用于功率目标值。
[0117]
根据本发明的针对单相充电设备的第二实施例，根据图7的方法首先包括测量71单相电压v
mes
的步骤。
[0118]
接着，使用根据图3的针对第一实施例描述的滤波来实施滤波步骤72，并且其中直接应用测得的单相电压v
mes
。
[0119]
参考图4，然后基于测得的电压v
mes
和经滤波的电压v
ftr
来确定73电网电压的频率和幅度。
[0120]
应用以下方程来计算频率f
g
：
[0121][0122]
其中k2是频率的动态估计范围的调整增益；该动态范围与增益k2成比例变化。
[0123]
信号的角频率ω
g
对应于：
[0124]
ω
g
＝2πf
g
[0125]
另外，通过以下方程来计算电压的基波分量电压v
g
：
[0126][0127]
图4是对这些计算的逻辑描述，其中1/s是积分器；k2在积分器之外，并且1/2π也在积分器之外用于计算频率；并且k2的输入端处的信号对应于测得电压信号v
mes
与经滤波电压信号v
ftr
这两者的乘积。
[0128]
接着，以与第一实施例相同的方式执行合并74和计算充电电流目标值75的步骤，不同的是仅针对单相电网的单个相执行计算。
[0129]
换言之，在单相形式中，合并在测得的电压v
mes
与经滤波的电压v
ftr
之间执行。
[0130]
根据本发明的方法的一个替代性实施方式实施估计测得的电压的谐波的步骤，该实施方式也可以应用于以下描述的第一实施例和第二实施例。
[0131]
因此，根据该替代方案，为了提取某些给定阶次的谐波增加了所实施的滤波器的数量。
[0132]
这可以通过将根据图3的所实施的滤波器数量乘以n来实现；n是要估计/提取的谐波的数量。然后，为每个滤波器x供应测得的原始电压v
mes
，将角频率ω乘以要估计/提取的谐波的阶次h(h
×
ω，以提取h阶谐波)，并从该电压中减去所使用的其他滤波器的输出。换言之，滤波器x的输入对应于：
[0133][0134]
其中i＝1对应于基波分量(通常是50hz或60hz)，并且
[0135]
是i阶滤波器(i涵盖所有其他滤波器，除了所讨论的滤波器x)的输出，该输出对应于根据图3的滤波器的输出，将ω
g
替换为i
×
ω
g
，并且从输入v
mes
中减去对所有谐波(除了i)执行的计算的结果。
[0136]
换言之，在该替代性实施例中，一个滤波器用于基波，并且并行地使用h个相似的滤波器。针对这些滤波器，将角频率ω
g
乘以谐波阶次h。因此，每个滤波器的输入等于测得的电压v
mes
减去先前其他滤波器的计算步骤的结果例如，针对谐波x的滤波器，从测得的电压v
mes
减去先前步骤中计算出的输出其中i涵盖所有谐波除了谐波x，即，除了滤波器本身的输出：i＝1，i≠x直到i＝h+1。
[0137]
在这种情况下，每个滤波器的输出与对阶次为h的谐波的估计相对应，并且对基波分量的估计更精确。这种替代性实施例不改变所描述的实施例的其他步骤，无论该实施例是单相形式还是三相形式。