谐振型电源装置的制作方法

[0001]
本发明涉及谐振型电源装置。


背景技术：

[0002]
谐振型电源装置例如被用于工业用机器和信息机器等。在谐振型电源装置中，设置有llc电流谐振型电路。llc电流谐振型电路利用谐振现象使正弦波状的电流流过，在电流减小的时刻使开关元件断开。由此，实现开关损失小的高效率的谐振型电源装置。
[0003]
这样的谐振型电源装置通过调节开关频率来控制输出电压。但是，在llc电流谐振型电路的特性上，规格范围的输入电压与输出电压的比(以下称为“输入输出电压比”)达到宽范围的情况下，存在电源特性因为关于输出电压的控制增益而劣化的情况。
[0004]
对此，专利文献1中公开了通过根据输出电压的电压值与基准电压源的误差来调节比例增益，能够抑制电源特性的劣化的装置。
[0005]
根据专利文献1，具有llc电流谐振型电路和开关元件q1、q2的开关电源1检测输出电压的电压值与由基准电压源vref的电源电压决定的输出电压的目标值的误差，使与检测结果相应的电流对光电晶体管pc2流动。另外，用控制电路，与开关电源的振荡频率相应地控制比例增益，基于控制后的比例增益和端子p1的电压来控制开关元件q1、q2的接通/断开的频率。由此，对于比例增益与输入电压的变动相应地变动的状况进行抑制。
[0006]
现有技术文献
[0007]
专利文献
[0008]
专利文献1：日本特开2014-54038号公报。


技术实现要素：

[0009]
发明要解决的问题
[0010]
专利文献1中记载的开关电源，公开了根据输出电压的电压值与由基准电压vref的电源电压决定的输出电压的目标值的误差电压的振荡频率，来相应地控制比例增益。
[0011]
但是，与误差电压的振荡频率相应地控制比例增益，会在振荡发生后使比例增益降低，在振荡平息时使比例增益上升。因此，不能够解决原本想要使输出电压的振荡尽可能不发生而供给稳定的电源的问题。
[0012]
用于解决问题的技术手段
[0013]
对于本申请所公开的发明中的代表性的发明的概要简单进行说明，如下所述。
[0014]
本发明的代表性的实施方式的谐振型电源装置，包括：电源主电路，其具有变压器、与所述变压器的一次侧连接的谐振元件和与所述谐振元件连接的多个开关元件；和电源控制电路，其以规定的开关频率进行所述电源主电路内的所述多个开关元件的开关，所述电源控制电路包括：电压控制部，其根据参考电压、所述电源主电路的输出电压和电压控制增益来计算开关频率；输出所述电压控制增益的增益计算部；和控制信号生成部，其基于所述电压控制部所输出的开关频率来控制所述多个开关元件，所述增益计算部输出与所述
电压控制部所输出的开关频率成比例的所述电压控制增益。
[0015]
发明的效果
[0016]
根据本发明的代表性的实施方式，能够抑制输出电压的振荡，提高电源特性。
附图说明
[0017]
图1是表示应用了本发明的实施例的谐振型电源装置的结构的一例的图。
[0018]
图2是表示应用了本发明的实施例的控制量运算器的控制模块例的图。
[0019]
图3(a)是表示控制增益是固定值的情况下的电压、电流、开关频率动作例的图。
[0020]
图3(b)是表示控制增益是固定值且是比图3(a)大的值的情况下的电压、电流、开关频率动作例的图。
[0021]
图4(a)是表示谐振型电源装置中的、与输出电流量相应的开关频率变化量的关系例的图。
[0022]
图4(b)是表示谐振型电源装置中的、控制增益与开关频率的关系的图。
[0023]
图5是表示谐振型电源装置中的、3个点的控制增益与开关频率的关系的图。
[0024]
图6是说明应用了本发明的实施例的、控制增益计算器的变形例的图。
[0025]
图7是表示应用了本发明的实施例的使用了控制增益计算器的情况下的波形例的图。
[0026]
图8是表示本发明的实施方式2的谐振型电源装置的结构的一例的图。
[0027]
图9是说明本发明的实施方式2的谐振型电源装置的控制增益计算器的图。
[0028]
图10是表示本发明的实施方式3的谐振型电源装置的结构的一例的图。
[0029]
图11是表示本发明的实施方式4的谐振型电源装置的结构的一例的图。
[0030]
图12(a)是表示本发明的实施方式5的根据变压器的一次侧和二次侧的匝数、输入电压、输出电压来计算出的电路增益m与开关频率的关系的图。
[0031]
图12(b)是表示本发明的实施方式5的控制增益与电路增益m的关系的图。
具体实施方式
[0032]
以下，基于附图详细说明本发明的实施方式。另外，在用于说明实施方式的全部图中，对于同一部分原则上附加同一符号，省略其反复的说明。
[0033]
(实施例1)
[0034]
＜谐振型电源装置的结构＞
[0035]
＜＜电源主电路的结构＞＞
[0036]
图1是表示应用了本发明的实施例1的谐振型电源装置的结构的一例的图。谐振型电源装置101如图1所示，包括电源主电路102、电源控制电路103。谐振型电源装置101将从设置于外部的输入电源114输入的电压变换为规定电压，将变换后的电压输出至负载115。
[0037]
输入电源114的高电位侧的端部与后述的电源主电路102的一个输入端p1连接，输入电源114的低电位侧的端部与电源主电路102的另一个输入端p2连接。负载115的高电位侧和低电位侧的端部与电源主电路102的输出端p3、p4分别连接。
[0038]
电源主电路102如图1所示，包括输入侧电容器104、一次侧半导体元件105、谐振元件106、变压器107、二次侧半导体元件108、输出侧电容器109。
[0039]
输入侧电容器104是吸收电压纹波用的电容器。输入侧电容器104的一对电极如图1所示与电源主电路102的输入端p1、p2分别连接。对于输入侧电容器104，由输入电源114施加规定的输入电压vin。
[0040]
一次侧半导体元件105以规定的开关频率进行对谐振元件106输入的电压的开关。一次侧半导体元件105如图1所示，例如由nmos(n-channel mos)等mosfet构成的多个开关元件105a～105d构成。这些开关元件105a～105d如图1所示电桥状地连接。
[0041]
例如，开关元件105a的一个端部和开关元件105c的一个端部如图1所示与电源主电路102的一个输入端p1连接。开关元件105b的一个端部和开关元件105d的一个端部如图1所示与电源主电路102的另一个输入端p2连接。开关元件105a的另一个端部和开关元件105b的另一个端部与后述的谐振元件106的谐振电感器106a连接。开关元件105c的另一个端部和开关元件105d的另一个端部与后述的谐振元件106的谐振电容器106b连接。开关元件105a～105d的栅极与后述的开关控制信号生成器113分别连接。
[0042]
对于开关元件105a～105d的栅极，分别输入从电源控制电路103输出的开关控制信号vg1～vg4。开关元件105a～105d基于与其分别对应的开关控制信号vg1～vg4切换接通/断开。例如，如果开关元件由nmos构成，则对栅极输入高电平的开关控制信号时，开关元件成为接通状态。另一方面，对栅极输入低电平的开关控制信号时，开关元件成为断开状态。
[0043]
开关元件105a～105d基于开关控制信号vg1～vg4反复接通/断开，对谐振元件106输入脉冲状的电压。例如，开关元件105a、105d为接通状态，开关元件105b、105c为断开状态时，对谐振元件106输入规定电压(vin)。另一方面，开关元件105a、105d为断开状态，开关元件105b、105c为接通状态时，对谐振元件106输入规定电压(-vin)。通过反复这些动作，而对谐振元件106输入规定振幅(vin)的脉冲状的电压。
[0044]
谐振元件106如图1所示，包括谐振电感器106a和谐振电容器106b。谐振电感器106a的一个端部如图1所示与开关元件105a的另一个端部和开关元件105b的另一个端部连接。另外，谐振电感器106a的另一个端部如图1所示经由变压器107的一个输入端p11与变压器107连接。
[0045]
谐振电容器106b的一个端部如图1所示经由变压器107的另一个输入端p12与变压器107连接。另外，谐振电容器106b的另一个端部如图1所示与开关元件105c的另一个端部和开关元件105d的另一个端部连接。
[0046]
谐振电感器106a和谐振电容器106b串联地连接。另外，谐振电感器106a的谐振电感lr中，包括变压器107的漏电感(省略图示)。谐振电感和漏电感为串联的关系。
[0047]
图1中，谐振电感器106a和谐振电容器106b隔着变压器107分别地配置，但并不限定于这样的配置。例如，谐振电感器106a和谐振电容器106b也可以配置在图1所示的谐振电感器106a一侧，也可以配置在谐振电容器106b一侧。对于谐振元件106，从一次侧半导体元件105输入上述脉冲状的电压。输入脉冲状的电压时，在谐振元件106和变压器107中，流动基于谐振电感lr和谐振电容cr规定的谐振频率fo的正弦波状的电流。
[0048]
变压器107中，如图1所示，一次侧线圈的匝数是n1，二次侧线圈的匝数是n2，励磁电感是lm。变压器107对于经由谐振元件106对一次侧输入的输入电压vin，在二次侧变换为规定的输出电压(vo)，将变换后的输出电压(vo)输出至电源主电路102的外部。
[0049]
二次侧半导体元件108是对变压器107的二次侧的电流进行整流的元件。二次侧半导体元件如图1所示，包括多个二极管108a～108d。这些二极管108a～108d如图1所示电桥状地连接。例如，二极管108a的阳极侧的端部和二极管108b的阴极侧的端部，如图1所示与变压器107的一个输出端p13连接。二极管108c的阳极侧的端部和二极管108d的阴极侧的端部，如图1所示与变压器107的另一个输出端p14连接。
[0050]
二极管108a的阴极侧的端部和二极管108c的阴极侧的端部，如图1所示与输出侧电容器109的一个电极和电源主电路102的一个输出端p3连接。二极管108b的阳极侧的端部和二极管108d的阳极侧的端部，如图1所示与输出侧电容器109的另一个电极和电源主电路102的另一个输出端p4连接。
[0051]
输出端p13的电压比输出端p14的电压高的情况下，变压器107的二次侧的电流被二极管108a、108d整流。与此相对，输出端p14的电压比输出端p13的电压高的情况下，变压器14的二次侧的电流被二极管108c、108b整流。
[0052]
输出侧电容器109是输出电压稳定化用的电容器。电源主电路102检测输出侧电容器109的两电极间的电压(输出端p3、p4间的电压)作为输出电压(vo)，将检测出的输出电压(vo)的信息输出至电源控制电路103。另外，电源主电路102经由输出端p3、p4将输出电压(vo)输出至负载115。
[0053]
电源主电路102检测电源主电路102中流动的输出电流il，将检测出的输出电流il的信息输出至电源控制模块103。另外，图1所示的例子中，电源主电路102检测二次侧半导体元件108中流动的电流作为输出电流il，但例如也可以检测谐振元件106或一次侧半导体元件105中流动的电流作为输出电流il。
[0054]
＜＜电源控制电路的结构＞＞
[0055]
电源控制模块103如图1所示，包括控制量运算电路111、开关频率上下限值调节器112、开关控制信号生成器113。
[0056]
对于控制量运算模块103，如图1所示，输入由电源主电路102检测出的输出电压(vo)的信息、作为输出电压(vo)的目标值的参考电压(vref)、和由电源主电路102检测出的输出电流il。参考电压(vref)是从外部装置输入的。外部装置例如可以设置在具有谐振型电源装置101的装置内，也可以设置在具有谐振型电源装置101的装置的外部。
[0057]
控制量运算电路111根据参考电压(vref)、所输入的输出电压(vo)和由电源主电路102检测出的输出电流il，计算开关频率(fsw)，并输入至开关频率上下限调节器112。
[0058]
另外，控制量运算电路111基于从电源主电路102输入的输出电压(vo)和从外部装置输入的参考电压(vref)，计算输出电压(vo)的调节所需的控制量。控制量是为了将输出电压(vo)调节为参考电压(vref)而计算的。
[0059]
开关频率上下限调节器112进行调节，以使得从控制量运算电路111输出的开关频率(fsw)处于从开关频率的下限值即开关频率下限值(fsw_min)到开关频率的上限值即开关频率上限值(fsw_max)的范围中。例如，开关频率上下限调节器112在开关频率(fsw)比开关频率上限值(fsw_max)大的情况下，将开关频率(fsw)设定为开关频率上限值(fsw_max)，在开关频率(fsw)比开关频率下限值(fsw_min)小的情况下，将开关频率(fsw)设定为开关频率下限值(fsw_min)。
[0060]
开关频率下限值(fsw_min)和开关频率上限值(fsw_max)是预先设定的值。
[0061]
开关控制信号生成器113基于从开关频率上下限调节器112输出的开关频率(fsw)，生成开关元件105a～105d各自的开关控制信号vg1～vg4。
[0062]
例如，开关控制信号生成器113基于新设定的开关频率(fsw)，生成开关元件105a～105d各自的开关控制信号vg1～vg4。有时将这样仅用开关频率(fsw)进行输出电压(vo)的调节的控制称为频率控制。
[0063]
＜开关频率的调节＞
[0064]
接着，对于运算开关(fsw)的控制量运算器111的动作进行说明。
[0065]
图2是应用了本发明的谐振型电源装置中的、控制量运算器111内的控制模块图。
[0066]
电压控制器202计算输出电压(vo)与参考电压(vref)的电压差(δv)，根据计算出的电压差(δv)和电压控制增益(avrgainset)计算电流指令(iref)。电压控制增益(avrgainset)是从控制增益计算器504输出的。关于控制增益计算器504的详情在后文中叙述。
[0067]
输出电压(vo)比参考电压(vref)大的情况下，电压控制器202以输出的电流指令(iref)减小的方式进行运算处理，在输出电压(vo)比参考电压(vref)小的情况下，以输出的电流指令(iref)增大的方式进行运算处理。
[0068]
电流控制器203计算从电压控制器202输出的电流指令(iref)与电源主电路102中流动的输出电流(il)的电流差(δi)，根据计算出的电流差(δi)和电流控制增益(acrgainset)，计算开关频率(fsw)。电流控制增益(acrgainset)是从控制增益计算器504输出的。关于控制增益计算器504的详情在后文中叙述。
[0069]
输出电流(il)比电流指令(iref)大的情况下，电流控制器203为了抑制对输出电容器109供给的电流，而以输出的开关频率(fsw)增大的方式进行运算处理。相反，输出电流(il)比电流指令(iref)小的情况下，为了增加对输出电容器供给的电流，而以输出的开关频率(fsw)减小的方式进行运算处理。
[0070]
接着，对于谐振型电源装置中的、由控制增益决定的电压特性进行说明。此处的控制增益gain指的是对各控制器的控制量。关于电压控制器的控制增益的情况下是avrgain，关于电流控制器的控制增益的情况下是acrgain。为了简化说明而将它们总记作“控制增益”。
[0071]
在图3(a)中示出将控制增益设定为某一固定值的情况下的输出电压vo的变动。例如负载115中流动的电流急剧变化的情况下，因为输出电容器109内的电荷减少，所以输出电压vo减小。输出电压vo变动时，电流控制电路以输出电压vo追随参考电压(vref)的方式进行控制，但因为控制增益低，所以开关频率从fsw_a变化至fsw_b的响应慢。即，控制增益低时单位时间的开关频率的变动量小，输出电压vo的变动大。
[0072]
图3(b)与图3(a)相比控制增益的值更高，所以变化至开关频率(fsw_b)的响应更快。即，控制增益高时单位时间的开关频率的变动量大，输出电压vo的变动小。另一方面，因为控制增益比图3(a)更高，所以存在稳定负载时的输出电压vo不稳定而是振荡的情况。
[0073]
图4(a)是测定增益固定的情况下的谐振型电源电路中的开关频率与输出电流il的关系的图。图4(a)示出了使输出电流按il_a1
→
il_a2变动了输出电流变动量(δil)的情况下，开关频率的变动量是δfsw_1。另外，示出了使输出电流按il_b1
→
il_b2变动了输出电流变动量(δil)的情况下，开关频率的变动量是δfsw_2，可知对于同样的输出电流变动
量(δil)，存在δfsw_2<δfsw_1的关系。
[0074]
根据图4(a)，可知输出电流il在较小的状态下变动的情况下，开关频率的变化幅度较大，所以需要较大的控制增益，另一方面，输出电流il在较大的状态下变动的情况下，开关频率的变化幅度较小，所以较小的控制增益是充分的。该关系在电压中也是同样的。
[0075]
图4(b)是使横轴为开关频率fsw、使纵轴为用控制量运算器111设定的控制增益gain的关系图。开关频率下限值(fsw_min)的适当的控制增益是gain_b，开关频率上限值(fsw_min)的适当的控制增益是gain_a。由图4(a)可知，示出了随着开关频率(fsw)的增加，适当的控制增益也增加。
[0076]
返回图2，对于控制增益计算器504进行说明。控制增益计算器504是使用图3和图4所述的开关频率与控制增益的关系，随时调节电压控制增益和电流控制增益的值的模块。
[0077]
具体而言，相对于预先设定的电压控制增益和电流控制增益的初始值(avrgain、acrgain)，以控制增益与开关频率成比例地变化的方式进行运算，并输出至电压控制器202和电流控制器203。
[0078]
例如，要如图4(b)所示的直线状(一次函数)地使控制增益变化的情况下，存储与开关频率下限值(fsw_min)和开关频率上限值(fsw_min)对应的控制增益作为初始值。根据这4个值，以下关系式(式1)成立。
[0079]
gain＝α*fsw+β
……
(式1)
[0080]
此时，图中的斜率α和常数β如(式2)所述。
[0081][0082]
使用(式2)的值，对(式1)进行整理，成为(式1＇)。
[0083][0084]
从而，控制增益计算器504对于(式1＇)，代入电流变换器203前一次(最近)输出的开关频率fsw而计算出控制增益。在说明上总称为控制增益，但实际上对于电压控制增益(avrgain)和电流控制增益(acrgain)分别(或者仅某一方)进行运算，计算出电压控制增益(avrgain_set)和电流控制增益(acrgain_set)。
[0085]
本实施例中，计算电压控制增益和电流控制增益双方，但也可以是仅计算某一个增益且将另一个增益设为固定值的结构。通过采用分别与开关频率相应地控制双方的增益的结构，能够进一步提高输出电压vo的稳定性。
[0086]
另外，如图5所示，也可以使用3个点以上的开关频率与控制增益的关系。该情况下，能够通过以fsw_mid的值为界切换(式1＇)而实现。
[0087]
进而，开关频率与控制增益的关系只要是比例关系即可，不需要是一次函数(直线)。例如也可以预先存储三个点以上的开关频率与控制增益的值，代替(式1＇)地使用通过最小二乘法等求出的二次以上的函数计算控制增益。
[0088]
另外，本实施例中，代入电流变换器203前一次输入的开关频率fsw来计算控制增
益，但开关频率fsw也可以是当前时刻的，也可以是前一次之前(例如2、3个时钟周期前)的值。另外，也可以是对于开关频率fsw进行了延迟滤波处理后的值。
[0089]
或者，也可以如图6所示地将对应于开关频率与控制增益的关系的电压控制增益(avrgaina～avrgaine)和电流控制增益(acrgaina～acrgaine)作为表预先保存在存储装置中来使用。
[0090]
在图6中的(a)中示出控制增益与开关频率成比例地阶梯状地增加的示意图。此时，各控制增益被存储为如图6中的(b)所示的表。控制增益计算器504选择与开关频率相应的控制增益，并输出至电压控制器202、电流控制器203。
[0091]
图7表示使用本实施例的控制量运算器511控制输出电压的情况下的电压变动波形。电源主电路102中流动的输出电流(il)较小的情况下，开关频率较大，所以将控制增益设定为较高。
[0092]
与图3同样，电源主电路102中流动的输出电流(il)突然较大地流动时，关于输出电压的变动，因为控制增益较高，所以迅速地变化至开关频率(fsw_b)，输出电压vo的变动与图3(a)的情况相比被抑制为更小。另外，随着开关频率(fsw)减小，控制增益也减小，所以稳定负载时的输出电压vo不振荡，能够得到稳定的电源特性。
[0093]
如上所述，根据使用了本发明的实施例，通过与开关频率成比例地使控制增益的值变更，能够抑制输出电压vo的大幅的变动和振荡，得到稳定的电源特性。
[0094]
另外，本发明不限定于上述实施例，包括各种变形例。例如，反馈控制的方式可以是p控制，也可以是pi控制、pid控制中的某一者。无论哪一情况下，都是只要对最终相乘的电流控制增益、电压控制增益分别(或者单方)乘以控制增益变换系数即可。
[0095]
另外，本发明的谐振型电源装置可以单独地构成，也可以与其他构成要素一同嵌入控制ic等各种装置中。上述实施例是用于说明本发明的概念的，并不限定于必须包括实施例中说明的全部构成要素。
[0096]
(实施例2)
[0097]
接着，对于本发明的实施例2进行说明。本实施方式中，示出不使用上述各实施方式中的由谐振型电源装置101检测出的输出电流(il)来进行控制的例子。
[0098]
谐振型电源装置801中，进行与图1同样的动作，但检测输出侧电容器809的两电极间的电压(输出端p3、p4间的电压)作为输出电压(vo)，将检测出的输出电压(vo)的信息输出至电源控制模块803。
[0099]
图9是对于图8所示的控制量运算器811与图2同样地应用了控制增益计算的例子。参考电压生成器901与实施例1相同，控制增益计算器903仅计算电压控制增益。增益计算的方法与实施例1相同。
[0100]
电压控制器902根据参考电压(vref)与输入的输出电压(vo)的电压差(δv)、和从控制增益计算器903输入的电压控制增益，来计算开关频率(fsw)。
[0101]
通过采用这样的结构，能够削减电流检测电路和控制所需的参数，能够提供易于调节的电路。
[0102]
(实施例3)
[0103]
接着，对于本发明的实施例3进行说明。本实施方式中，对于包括与上述各实施方式中的谐振型电源装置101不同的结构的谐振型电源装置进行说明。
[0104]
图10是表示本发明的实施方式3的谐振型电源装置的结构的一例的图。谐振型电源装置1001如图10所示，包括电源主电路1002、电源控制电路1003。电源主电路1002如图10所示，包括变压器1007、二次侧半导体元件1008等。
[0105]
变压器1007构成为所谓中心抽头方式。具体而言，在变压器1007的二次侧，如图10所示，设置了中心抽头p115。即，变压器1007包括3个输出端p113、p114、p115。变压器1007的除此以外的结构与图1所示的变压器107相同。
[0106]
二次侧半导体元件1008是对变压器1007的二次侧的电流进行整流的元件。二次侧半导体元件1008如图10所示，包括二极管1008a、1008b。例如，二极管1008a的阴极侧的端部与变压器1007的输出端p104连接。二极管1008b的阴极侧的端部与变压器1007的输出端p113连接。变压器1007的输出端p115与输出侧电容器1008的一个电极和电源主电路1002的一个输出端p3连接。二极管1008a的阳极侧的端部和二极管1008b的阳极侧的端部，与输出电容器1009的另一个电极和电源主电路1002的另一个输出端p4连接。
[0107]
输出端p115的电压比输出端p113的电压高的情况下，变压器1007的二次侧的电流被二极管1008b整流。与此相对，输出端p115的电压比输出端p114的电压高的情况下，变压器1007的二次侧的电流被二极管1008a整流。
[0108]
电源控制电路1003的结构是与实施例2同样的结构，所以省略说明。
[0109]
在如图10所示的包括中心抽头方式的变压器1007的谐振型电源装置1001中，也可以得到上述实施方式中的各效果。
[0110]
(实施例4)
[0111]
接着，对于本发明的实施例4进行说明。本实施方式中，对于包括与上述各实施方式不同的结构的谐振型电源装置进行说明。
[0112]
图11是表示本发明的实施方式4的谐振型电源装置的结构的一例的图。谐振型电源装置1101如图11所示，包括电源主电路1102、电源控制电路1103。电源主电路1102如图11所示，包括变压器1107、二次侧半导体元件1108等。
[0113]
一次侧半导体元件1105以规定的开关频率进行对谐振元件1106输入的电压的开关。一次侧半导体元件1105如图1所示，例如由nmos(n-channel mos)等mosfet构成的多个开关元件105a～105b构成。
[0114]
例如，开关元件1105a的一个端部如图11所示与电源主电路1102的一个输入端p1连接。开关元件1105b的一个端部，如图11所示与电源主电路1102的另一个输入端p2和谐振元件1106的谐振电容器1106b连接。开关元件1105a的另一个端部和开关元件1105b的另一个端部，与谐振元件1106的谐振电感器1106a连接。开关元件1105a～1105b的栅极与后述的开关控制信号生成器1113分别连接。
[0115]
开关元件1105a～1105b的栅极基于从电源控制电路1103输出的开关控制信号vg1～vg2所分别对应的开关控制信号vg1～vg42，来切换接通/断开。例如，如果开关元件由nmos构成，则对栅极输入高电平的开关控制信号时，开关元件成为接通状态。另一方面，对栅极输入低电平的开关控制信号时，开关元件成为断开状态。
[0116]
电源控制电路1103是与实施例1同样的结构，所以省略说明。
[0117]
在如图11所示的谐振型电源装置1101中，也可以得到上述实施方式中的各效果。
[0118]
(实施例5)
[0119]
接着，对于本发明的实施例5进行说明。本实施方式中，对于包括与上述控制增益与开关频率的关系不同的结构的谐振型电源装置进行说明。
[0120]
图12(a)是表示谐振型电源装置的频率特性的例子的图，纵轴是电路增益m，横轴是频率。此处，电路增益m是基于输入电压vin、输出电压(vo)、变压器14的一次侧和二次侧的匝数n1、n2由以下所示的式3规定的值。
[0121]
vo＝m
·
(n2/n1)
·
vin
……
(式3)
[0122]
根据图12(a)，可知电路增益m增大时开关频率fsw减小，即电路增益m与开关频率fsw成反比例的关系。
[0123]
于是，如图4(b)所示地表示电路增益m与控制增益的关系时，图12(b)的关系成立。因此，能够代替开关频率地使用电路增益计算控制增益。
[0124]
例如，图1的结构中电路增益是最小值m2时设控制增益为gaina＇，电路增益是最大值m1时设控制增益为gainb＇，与输出电压(vo)同样地将电源主电路102的输入电压(vin)输入至电源控制电路103而根据(式3)计算电路增益m，能够与电路增益m相应地用(式4)、(式4＇)、(式5)进行控制增益的计算。
[0125]
gain＝α
′
*m+β
′……
(式4)
[0126][0127][0128]
这样，即使不使用开关频率fsw自身，也能够使用根据开关频率fsw求出的其他变量(本实施例中是电路增益m)计算控制增益。
[0129]
符号说明
[0130]
101
……
谐振型电源装置，102
……
电源主电路，104
……
输入侧电容器，108
……
一次侧半导体元件，105a～105d
……
开关元件，106
……
谐振元件，107
……
变压器，108
……
二次侧半导体元件，108a～108d
……
二极管，109
……
输出侧电容器，103
……
电源控制电路，111
……
控制量运算器，112
……
开关频率上下限调节器，113
……
开关控制信号生成器，vg1～vg4
……
开关元件控制信号，114
……
输入电源，115
……
负载。