一种开绕组永磁同步电机的相电流重构方法及控制系统与流程

本发明属于电机技术领域，更具体地，涉及一种开绕组永磁同步电机的相电流重构方法及控制系统。

背景技术：

随着世界能源匮乏及环境污染问题日益严重，传统电气行业也在向着绿色化、多元化的方向发展，新能源领域的发展越来越受到人们重视，而电动汽车和风力发电等行业正是其中最受关注的。

传统星接绕组电机系统由于受制于电池容量瓶颈或单个开关器件耐压等级约束，同时升压模块引入储能电感，稳压电容等，增加了控制系统重量及体积，在电动汽车或风力发电系统中难以满足提高功率等级、提升系统性能等发展需求。因此，双逆变器拓扑开绕组永磁同步电机应运而生。双逆变器拓扑开绕组永磁同步电机方案相比于传统星接绕组电机系统，具有提高母线电压利用率和系统功率等级的显著优势，不足之处在于共直流母线开绕组拓扑不可避免地引入了零序电流问题。

与此同时，在采用矢量控制的电机驱动系统中，需要实时检测绕组相电流，以计算定子电流磁链、转矩分量反馈值进行闭环控制。传统三相电机控制系统中至少需要两个电流传感器，而开绕组电机系统中由于三相电流之和不为零，至少需要三个电流传感器。多传感器之间的参数差异会在电流检测时产生直流偏置误差及增益误差，且多个传感器增加了驱动系统体积、成本，阻碍系统市场工业化发展。

对此，相电流重构技术是减少传感器数量、提升系统性能的有效手段。然而，采用基于比例谐振控制器(pr控制器)的零矢量重新分配技术虽能有效解决开绕组拓扑引入的零序电流问题，但同时会带来开关周期内矢量组合复杂化、矢量作用时间缩短等问题，使得相电流重构技术无法直接在该驱动控制系中应用。

技术实现要素：

针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种开绕组永磁同步电机的相电流重构方法及控制系统，旨在解决开绕组拓扑中零序电流抑制策略与相电流重构策略无法兼容的问题。

为实现上述目的，本发明的一方面提供了一种开绕组永磁同步电机的相电流重构方法，包括以下步骤：

s1、以逆变器ii各桥臂的上开关管驱动信号为触发源，采集各触发时刻母线电流值和所述逆变器ii各桥臂的上开关管驱动信号高电平总数，根据所述母线电流值和高电平总数获取带零序分量的三相电流值；

s2、采集电机当前转子位置，并将所述三相电流值坐标变换至dq0坐标系作为反馈，进行定子电流的磁链分量、转矩分量和零序分量控制；

s3、根据比例谐振控制器所需零序电压的正负情况，对逆变器i的桥臂驱动信号和所述逆变器ii的桥臂驱动信号进行移相对齐；其中，所述逆变器i是较靠近电源的逆变器，所述逆变器ii是较远离电源的逆变器；

s4、根据矢量作用时间实施盲区移相，输出120°调制的svpwm双逆变器驱动信号，驱动并控制电机。

进一步地，对逆变器i的桥臂驱动信号和所述逆变器ii的桥臂驱动信号进行移相对齐包括：

若所述比例谐振控制器所需零序电压为正，则重新分配零矢量后，将所述逆变器ii桥臂驱动信号sa2、sb2、sc2分别向所述逆变器i的桥臂驱动信号sc1、sa1、sb1对齐；否则，将所述逆变器i的桥臂驱动信号sa1、sb1、sc1分别向所述逆变器ii的桥臂驱动信号sb2、sc2、sa2对齐。

进一步地，当采集的所述母线电流值为上母线电流时，所述步骤s1具体包括：

检测到电机各相绕组对应所述逆变器ii的上桥臂开关管驱动信号上升沿时，分别采集一次母线电流值和所述逆变器ii各桥臂的上开关管驱动信号高电平总数，共采样三次，并将所述逆变器ii各桥臂的上开关管驱动信号高电平总数n1、n2、n3分别作为对应所述母线电流值i1、i2、i3的标志位；

开关周期内所述母线电流值i1、i2、i3减去对应标志位差值为1的母线电流值，计算带零序分量的三相电流值ia、ib、ic；

对逆变器i的桥臂驱动信号和所述逆变器ii的桥臂驱动信号进行移相对齐时，具体是将桥臂驱动信号的上升沿对齐。

进一步地，当采集的所述母线电流值为下母线电流时，所述步骤s1具体包括：

检测到电机各相绕组对应所述逆变器ii的上桥臂开关管驱动信号下降沿时，分别采集一次母线电流值和所述逆变器ii各桥臂的上开关管驱动信号高电平总数，共采样三次，根据所述逆变器ii各桥臂的上开关管驱动信号高电平总数得到低电平总数，并将所述低电平总数n1、n2、n3分别作为对应所述母线电流值i1、i2、i3的标志位；

开关周期内所述母线电流值i1、i2、i3减去对应标志位差值为1的母线电流值，计算带零序分量的三相电流值ia、ib、ic；

对逆变器i的桥臂驱动信号和所述逆变器ii的桥臂驱动信号进行移相对齐时，具体是将桥臂驱动信号的下降沿对齐。

进一步地，所述根据矢量作用时间实施盲区移相包括：

若有效矢量作用时间不满足矢量最小保持时间要求，则在采取移相对齐双逆变器对应边沿操作同时移相错开双逆变器对应相开关信号，增加矢量作用时间，若有效矢量作用时间满足矢量最小保持时间要求，则不对开关信号操作。

进一步地，还包括，采用基于比例谐振控制器零矢量重新分配策略以抑制零序电流：

若所述比例谐振控制器输出零序电压为正，则所述逆变器i增加开关周期内矢量7作用时间，所述逆变器ii增加开关周期内矢量0作用时间，否则所述逆变器i增加开关周期内矢量0作用时间，所述逆变器ii增加开关周期内矢量7作用时间。

本发明的另一方面提供了一种基于上述相电流重构方法的控制系统，包括

控制器，用于执行所述相电流重构方法；

开绕组逆变器，用于为所述开绕组永磁同步电机提供带共模成分的三相电压，抑制电机绕组电流零序成分；

电流传感器，用于测量母线电流信号；

位置传感器，用于测量转子位置信号。

进一步地，所述电流传感器置于所述开绕组逆变器的上母线位置或下母线位置。

通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，通过提供一种兼容零序电流抑制策略与相电流重构策略的移相对齐方法，避免了在运用零矢量重新分配技术时导致的开关周期内矢量组合复杂化、矢量作用时间缩短等问题，从而在抑制电机绕组相电流中的零序成分的同时，减少了传感器使用数量。

附图说明

图1是本发明实施例开绕组永磁同步电机驱动及系统控制框图；

图2是本发明实施例矢量组合6-3′作用时母线电流状态示意图；

图3是本发明实施例开绕组双逆变器零矢量重新分配示意图；

图4(a)是本发明实施例δt＞0时移相对齐策略示意图；

图4(b)是本发明实施例δt＜0时移相对齐策略示意图；

图5是本发明实施例相电流重构盲区示意图；

图6(a)是本发明实施例扇区边界盲区移相示意图；

图6(b)是本发明实施例低调制区盲区移相示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

本发明的一方面提供了一种开绕组永磁同步电机的相电流重构方法，包括以下步骤：

s1、以逆变器ii各桥臂的上开关管驱动信号为触发源，采集各触发时刻母线电流值和所述逆变器ii各桥臂的上开关管驱动信号高电平总数，根据所述母线电流值和高电平总数获取带零序分量的三相电流值；

s2、采集电机当前转子位置，并将所述三相电流值坐标变换至dq0坐标系作为反馈，进行定子电流的磁链分量、转矩分量和零序分量控制；

s3、根据比例谐振控制器所需零序电压的正负情况，对逆变器i的桥臂驱动信号和所述逆变器ii的桥臂驱动信号进行移相对齐；其中，所述逆变器i是较靠近电源的逆变器，所述逆变器ii是较远离电源的逆变器；

s4、根据矢量作用时间实施盲区移相，输出120°调制的svpwm双逆变器驱动信号，驱动并控制电机。

基于上述方法，本发明的另一方面还提供了如图1所示的开绕组永磁同步电机驱动控制系统，包括控制器100，逆变器1101、逆变器ii102、开绕组永磁同步电机103、电流传感器104、位置传感器105、直流电源106、母线电容107；

所述控制器100，用于接收并基于所述位置传感器105采集的开绕组永磁同步电机103位置信号及电流传感器104采集的母线电流信号，产生逆变器驱动信号；

开绕组逆变器，包括两个三相全桥逆变器即逆变器i101、逆变器ii102，共12个开关管，通过正负共直流母线经母线电容接电源，用于给开绕组永磁同步电机103提供带共模成分的三相电压，抑制电机绕组电流零序成分；

所述电流传感器104，用于采集母线电流信号，配合开关信号及移相对齐方法，求解电机三相电流反馈值；

所述位置传感器105，用于采集转子位置信号，反馈至控制器用于电机绕组电流坐标变换。

开绕组逆变器两边三相全桥逆变器各相中心点分别与开绕组永磁同步电机各相两输入端连接；两边三相全桥逆变器下直流母线直接连接，经母线电容阴极，与直流电源阴极连接；两边三相全桥逆变器上直流母线经过电流传感器连接，经母线电容阳极，与直流电源阳极连接。

如图2展示了双逆变器作用矢量组合为6-3’时的母线电流状态。需要说明的是，假定电机相电流正方向为逆变器i输出至开绕组电机，由开绕组电机输出至逆变器ii；电流传感器电流正方向为逆变器ii指向逆变器i。且只假定电流正向，与实际电流瞬时值正负无关。则可得到此矢量组合作用时，母线电流状态为im＝ib+ic。则根据轮换及简化规律(具体轮换及简化规律在后文进行详述)，分别推导8种双逆变器矢量组合状态时母线电流信息，得到母线电流状态表如下：

表1母线电流状态表

下面以电流传感器位于上母线的情形为例进行详细说明。根据开关信号特点，分别采样右侧逆变器开关信号上升沿时母线电流状态i1、i2、i3，以及此时对应的逆变器ii各桥臂上开关管高电平总数量n1、n2、n3，作为标志位。

其中，i1为开关周期内上升沿第一相采样值，例如图4(a)所示，此时i1为逆变器i的a相开关信号、逆变器ii的b相开关信号上升沿采样结果，作用矢量组合为4-2’，此时母线电流i1＝ib，其对应标志位n1＝1；

i2为开关周期内上升沿第二相采样值，例如图4(a)所示，此时i2为逆变器i的b相开关信号、逆变器ii的c相开关信号上升沿采样结果，作用矢量组合为6-3’，此时i2＝ib+ic，其对应标志位n2＝2；

i3为开关周期内上升沿最后一相采样值，例如图4(a)所示，此时i3为逆变器i的c相开关信号、逆变器ii的a相开关信号上升沿采样结果，作用矢量组合为7-7’，此时i3＝ia+ib+ic，其对应标志位n3＝3；

最后，各电流值i1、i2、i3减去对应标志位n1、n2、n3差值为1的电流值，计算出带零序分量的三相电流值ia、ib、ic。例如上述实例，n2值比n1值大1，则ic＝i2-i1；n3值比n2值大1，则ia＝i3-i2，得三相电流计算值：

由于零序回路的存在，根据开绕组永磁同步电机电压方程可知，该拓扑采用矢量控制时相电流中有明显零序分量，主要为三次谐波成分。如图3所示，采用基于pr控制器的零矢量重新分配技术，用于抑制零序电流。其中逆变器i增加矢量7(111)作用时间δt/2，减少矢量0(000)作用时间δt/2，保持逆变器i周期内输出有效合成矢量不变；同时逆变器ii减少矢量7(111)作用时间δt/2，增加矢量0(000)作用时间δt/2，同时保持逆变器ii周期内输出有效合成矢量不变。

由图3可知，上述步骤在一个开关周期中，会产生六倍开关频率的单极性的共模电压，值为：

其中，u0为双逆变器输出至电机的共模电压，udc为直流母线电压值，δt为开关周期内零矢量重新分配时长，t为开关周期时长。

基于pr控制器，结合以上零矢量重新分配原则，实现零序电流抑制环设计，电机相电流零序成分得到有效抑制。

但以上零矢量重新分配技术使得双逆变器驱动信号变化，周期内矢量组合严重复杂化，矢量数量增多，作用时间缩短，不利于相电流重构技术实现。为此本发明提出一种移相对齐策略，如图4所示。

具体来说，当δt＞0时，如图4(a)，移动逆变器ii的三相开关信号，使得逆变器ii的a相开关信号上升沿向逆变器i的c相开关信号上升沿对齐，逆变器ii的b相开关信号上升沿向逆变器i的a相开关信号上升沿对齐，逆变器ii的c相开关信号上升沿向逆变器i的b相开关信号上升沿对齐。当δt＜0时，如图4(b)，移动逆变器i的三相开关信号，使得逆变器i的a相开关信号上升沿向逆变器ii的b相开关信号上升沿对齐，逆变器i的b相开关信号上升沿向逆变器ii的c相开关信号上升沿对齐，逆变器i的c相开关信号上升沿向逆变器ii的a相开关信号上升沿对齐。

上述方式简化了前半周期双逆变器作用矢量组合，使得驱动信号满足相电流重构技术所需条件。

理想状态运行时，信号触发和电流采样是瞬间完成的，不考虑采样过程，便可实现电流信息的瞬时有效采样。但是，在实际的电机控制系统中，存在诸多非理想因素，都会导致电流采样无法瞬间完成，例如开关器件电流建立时间tset、ad采样保持时间thold、死区时间tdead、控制系统延时ton等。

综合上述的因素，可以得到相电流重构所需的有效矢量作用最小持续时间tmin计算公式：

tmin≥tset+thold+tdead+ton(3)

以上可知，有效矢量作用时间不可少于tmin，否则母线电流采样信息可能并非所需的稳定值，导致三相电流计算错误，电流重构失败。

如图5展示逆变器ii有效矢量作用时间不足的电压矢量区域，其中a1区域为重构盲区中的扇区边界部分，a2区域为重构盲区中的低调制区部分，b为重构正常区域。

如图6分别展示了在扇区边界、低调制区处电流重构时的移相操作。需要特殊说明的是，此时只关注逆变器ii开关信号，逆变器i开关信号保持相应上升沿对齐并同步移相。

图6(a)为扇区边界时周期内开关状态，可知矢量4(100)作用时间过短，不符合最小保持时间要求，导致i1采样失败，此时左移a相开关信号，使得矢量4(100)作用时间满足最小保持时间tmin要求；

图6(b)为低调制区时周期内开关状态，可知矢量4(100)及矢量6(110)作用时间过短，不符合最小保持时间要求，导致i1、i2采样失败，此时左移a相开关信号，同时右移c相开关信号，使得矢量4(100)和矢量6(110)作用时间均满足最小保持时间tmin要求。

最终得到正确的采样电流值i1、i2、i3，计算出正确的三相电流值ia、ib、ic，坐标变换得dq0轴电流，用于定子电流磁链分量比例积分、转矩分量比例积分、零序分量比例谐振三闭环控制。

采用双逆变器120°调制的svpwm电压矢量分配方式，简化开关周期矢量组合，便于相电流重构技术的实现。原双逆变器有效矢量组合共64(8²)种，在以上基础上，观察120°svpwm电压矢量分配方式下的双逆变器开关信号，可知逆变器ii的开关信号可以看做是逆变器i的轮换：sa2与sc1一致、sb2与sa1一致、sc2与sb1一致，故有效作用矢量组合简化至8个，其中sa1、sb1、sc1、sa2、sb2、sc2分别是逆变器i和逆变器ii各相驱动信号。

本领域技术人员可以理解的是，本发明当母线电流传感器置于下母线也可完成相电流重构控制，需要修改触发源、重新推导母线电流表、协调对齐方式、盲区移相方式等。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。