有源钳位反激转换器的制作方法

有源钳位反激转换器
[0001]
本分案申请是基于申请号为201710139716.3，申请日为2017年3月10日，发明名称为“有源钳位反激转换器”的中国专利申请的分案申请。
技术领域
[0002]
本发明整体涉及电路，并且更具体地但不唯一地涉及有源钳位反激转换器。


背景技术：

[0003]
反激转换器广泛地应用于开关模式电源，其中包括用于旅行电源适配器、充电器，计算机和其他应用。一般来说，在反激转换器中，闭合电源开关以允许变压器的初级绕组接收输入电压。闭合电源开关增加初级电流和磁通量，在变压器中存储能量，并且在变压器的次级绕组上感生电流。次级绕组上的感应电流具有将二极管整流器置于反向偏置当中以阻断对输出电容器的充电的极性。当电源开关断开时，初级电流和磁通量下降，并且次级绕组上的生成感应电流改变极性，从而对二极管整流器正向偏置并且允许对输出电容器充电，以便生成dc输出电压。负载被连接以接收输出电压。
[0004]
反激转换器可包含钳位以减小其开关部件上的电压和电流压力。有源钳位反激转换器是具有有源钳位的反激转换器。相较于无源钳位，有源钳位具有钳位开关(在本文中也称“高端开关”)，其开关以减小电源开关(在本文中也称“低端开关”)上的压力。


技术实现要素：

[0005]
在一个实施方案中，一种有源钳位反激转换器包括用作电源开关的低端开关和用作钳位开关的高端开关。所述高端开关可以在至少两种有源钳位开关模式之一下操作，这是基于负载条件来选择的。在互补有源钳位模式中，所述高端开关与所述低端开关互补地接通，并且所述低端开关的开关频率是随着所述负载增大而降低的，反之亦然。在改性有源钳位模式中，所述高端开关在相同的开关周期中被接通两次，首先被零电压开关(zvs)并第二次被准谐振开关(qrs)接通，并且qrs消隐时间是随着所述负载减小而增加的，反之亦然。开关之间的zvs延迟时间和死区时间是基于所述低端开关的占空比自适应地设定。所述有源钳位反激转换器的输出电压从变压器的辅助绕组的辅助电压感测。
[0006]
本发明的这些及其他特征对于本领域的普通技术人员来说在阅读本公开的包括附图和权利要求书的整个内容后将是显而易见的。
附图说明
[0007]
图1示出了根据本发明的实施方案的有源钳位反激转换器。
[0008]
图2示出了根据本发明的实施方案的在互补有源钳位模式下和在改性有源钳位模式下的图1的转换器的信号的波形。
[0009]
图3示出了曲线图，其说明了根据本发明的实施方案的随着负载条件而变化的准谐振开关(qrs)消隐频率。
[0010]
图4示出了根据本发明的实施方案的在改性有源钳位模式下的图1的转换器的信号的波形。
[0011]
图5-图7示出了根据本发明的实施方案的在互补有源钳位模式下的图1的转换器的模拟结果。
[0012]
图8示出了针对相同负电流的在低线电压输入和高线电压输入处随着功率损耗而变化的开关频率的曲线图。
[0013]
图9以图形示出了在根据本发明的实施方案的图1的转换器的有源钳位开关模式之间的转变。
[0014]
图10示出了根据本发明的实施方案的有源钳位反激(acf)控制器。
[0015]
图11示出了根据本发明的实施方案的acf控制器。
[0016]
图12示出了根据本发明的实施方案的变压器电压和电流的波形。
[0017]
图13示出了根据本发明的实施方案的acf控制器。
[0018]
图14示出了根据本发明的实施方案的图1的转换器的信号的波形。
[0019]
图15示出了根据本发明的实施方案的acf控制器。
[0020]
图16示出了根据本发明的实施方案的图1的转换器的信号的波形。
[0021]
图17-图19示出了根据本发明的实施方案的输出电压感测电路的示意图。
[0022]
在不同附图中使用相同的参考标记表示相同或类似的部件。
具体实施方式
[0023]
为了让读者能够全面了解本发明的实施方案，本公开提供了许多具体细节，如电路、部件和方法的实施例等。然而，本领域的普通技术人员将认识到，本发明可在没有这些具体细节中的一个或多个的情况下实施。在其他情况下，未示出或描述熟知的细节以免使本发明的方面模糊不清。
[0024]
一般来说，有源钳位反激转换器的效率固有地受限于钳位开关和变压器中的高均方根(rms)电流。在本发明的实施方案中，可通过基于负载条件改变有源钳位开关模式和/或通过改变转换器的开关频率以使负电流减小来减小rms电流。基于负载条件，有源钳位开关模式、即钳位开关的开关算法可以从第一操作模式改变为第二模式操作，反之亦然。例如，负载条件可从输出电压反馈信号或从通过电源开关的漏极至源极电流的积分而得到的信号检测到。该输出电压反馈信号的衰减可根据有源钳位开关模式而改变。
[0025]
图1示出了根据本发明的实施方案的有源钳位反激转换器100。在图1的示例中，ac源提供输入电压vin，其由全桥整流器整流，并且输入电容器cin接收经整流的输入电压。变压器t1具有初级绕组np、次级绕组ns和辅助绕组na。出于分析目的，图1示出了变压器t1上出现的磁化电感(图1，磁化电感l
m
)、磁化电流(图1，磁化电流i
lm
)、漏电感(图1，漏电感l
lk
)、以及漏电流(图1，漏电流i
lk
)。
[0026]
在图1的示例中，转换器100具有低端开关s1，该低端开关用作电源开关。在一个实施方案中，低端开关s1包括金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)，其具有连接到初级绕组np的第一端的漏极和连接到电流感测电阻器rcs的第一端的源极。电流感测电阻器rcs的第二端接地。在次级侧，转换器100包括二极管整流器d1，其具有连接到次级绕组ns的第一端的阳极和连接到输出电容器co的第一端的阴极。输出电容器co的第二端和次级绕组ns
的第二端接地。dc输出电压vout是在输出电容器co两端产生。
[0027]
在图1的示例中，有源钳位由钳位电容器c2和高端开关s2提供，高端开关用作钳位开关。在一个实施方案中，高端开关s2包括mosfet，其具有连接到钳位电容器c2的第一端的漏极和连接到低端开关s1的漏极并连接到初级绕组np的第一端的源极。钳位电容器c2的第二端被连接到初级绕组np的第二端。
[0028]
在图1的示例中，有源钳位反激(acf)控制器101控制低端开关s1和高端开关s2的开关操作。在一个实施方案中，acf控制器101被实现为具有包括如下引脚的封装的集成电路(ic)：用于驱动高端开关s2的栅极的hg引脚、用于驱动低端开关s1的栅极的lg引脚、用于接收在感测电阻器rcs上产生的电流感测信号的cs引脚、用于对有源钳位开关模式改变点进行编程的ec引脚、用于接收电压感测信号的vs引脚、用于接收供电电压的vdd引脚、以及用于接收输出电压反馈信号(图1，vfb)的fb引脚。输出电压反馈信号指示输出电压vout，并且可使用常规的反馈电路块(未示出)来生成。有源钳位开关模式从第一模式转变为第二模式(反之亦然)的点可通过选择连接到ec引脚的电阻器rec的电阻来编程。acf控制器101可使用根据本公开的各种模拟、数字和/或混合电路来实现，而不妨害本发明的优点。
[0029]
在图1的示例中，辅助绕组na在电阻器分压器r1和r2两端产生辅助电压(v
aux
)。在r2两端的电压由控制器101接收为感测电压，输出电压条件可根据感测电压来针对保护电路等进行感测。在电阻器分压器r1和r2两端的电压也用于在电容器c3两端产生供电电压vdd。
[0030]
在一个实施方案中，控制器101根据两个有源钳位开关模式(即互补有源钳位模式和改性有源钳位模式)中的一者，控制低端开关s1和高端开关s2的开关操作。图2示出了根据本发明的实施方案的在互补有源钳位模式(图2，130)下和在改性有源钳位模式(图2，140)下的转换器100的信号的波形。图2从上到下示出至低端开关s1的低端栅极驱动信号的波形(图2，lg)、接通死区时间信号的波形(图2，on_dt)、至高端开关s2的高端栅极驱动信号的波形(图2，hg)、磁化电流(图2，i
lm
)、低端开关s1的漏极至源极电压(图2，v
ds_lo
)、高端开关s2的漏极至源极电压(图2，v
ds_hi
)、以及二极管整流器d1的放电(接通)时间(图2，td(t
dis
))。
[0031]
参考互补有源钳位模式中的信号(图2，130)，在一个实施方案中，转换器100的开关频率(图2，fs)被定义为低端开关s1的开关频率。因此，低端开关s1每个开关周期接通一次，即，在转换器100的开关频率的一个周期(1/fs)中接通一次。如其名称所暗示的，在互补有源钳位模式中，高端开关s2在低端开关s1关断时接通，并且高端开关s2在低端开关s1接通时关断。高端开关s2每个开关周期接通一次。当高端开关s2关断时，低端开关s1在由接通死区时间信号指示的死区时间后接通。磁化电流在低端开关s1接通时增大，并且在低端开关s1关断时减小。当低端开关s1关断时，来自初级绕组np的电流流过高端开关s2的体二极管，以对钳位电容器c2(参见图1)充电，并且产生钳位电压(图1，v
钳位
)。高端开关s2在低端开关s1关断后的死区时间后接通。在一个实施方案中，为了提高效率，基于互补有源钳位模式中的负载条件，自动调整转换器100的开关频率。转换器100的开关频率随着负载的减小而升高，并且随着负载的增大而降低。在重负载条件期间，转换器100优选地置于互补有源钳位模式。
[0032]
参考改性有源钳位模式中的信号(图2，140)，低端开关s1如在互补有源钳位模式
下那样接通和关断。主要差异在于，在改性有源钳位模式中，高端开关s2在转换器100的每个开关周期上接通两次。因此，在一个实施方案中，至高端开关s2的高端栅极驱动信号每个开关周期有两个脉冲。当低端开关s1关断时，低端开关s1的漏极至源极电压增大，并且当高端开关s2的漏极至源极电压变成为零(即，零电压开关(zvs))时，生成高端栅极驱动信号的第一脉冲(图2，161)。高端栅极驱动信号的第二脉冲(图2，162)在qrs消隐时间到期后通过准谐振开关(qrs)生成。高端栅极驱动信号的第一脉冲和第二脉冲的脉冲宽度可预设或自适应地设定。在一些实施方案中，高端栅极驱动信号的第二脉冲的脉冲宽度基于转换器100的占空比自适应地设定。在图2的示例中，在qrs消隐时间到期后，在低端开关s1的漏极至源极电压的峰值处生成高端栅极驱动信号的第二脉冲。在一个实施方案中，为了提高效率，qrs消隐时间基于负载条件而被自动调整。qrs消隐时间可以随着负载的减小而增加(即，变得更长)，并且随着负载的增大而减少(即，变得更短)。在中负载和轻负载条件期间，转换器100优选地置于改性有源钳位模式。
[0033]
图3示出了曲线201，其说明了根据本发明的实施方案的随着负载条件而变化的qrs消隐频率f
bnk
。在图3的示例中，qrs消隐时间、即1/f
bnk
在重负载条件下较短，而在轻负载条件下较长。众所周知，当负载从转换器处汲取大量电流时，负载很重，并且当负载从转换器处汲取少量电流时，负载较轻。qrs消隐时间是禁止通过准谐振开关接通高端开关s2的时段。也就是说，在qrs消隐时间期间，高端开关s2无法通过准谐振开关接通。
[0034]
如所解释，在改性有源钳位模式中，高端栅极驱动信号的第二脉冲由准谐振开关生效。一般来说，与互补开关相比，准谐振开关产生较低的导通损耗。然而，随着负载减小，开关损耗的百分比增大。因此，为了提高效率，如图3所示，当负载减小时，qrs消隐时间增加(即，qrs消隐频率f
bnk
降低)。应当注意，曲线201被提供来用于大致说明在改性有源钳位模式下可调整的qrs消隐时间特征。更具体地讲，曲线201在重负载条件期间不必具有平坦响应。
[0035]
图4示出了根据本发明的实施方案的在改性有源钳位模式下的转换器100的信号的波形。图4示出了至低端开关s1的低端栅极驱动信号(图4，lg)、至高端开关s2的高端栅极驱动信号(图4，hg)和低端开关s1的漏极至源极电压(图4，v
ds_lo
)的具体情况。当低端栅极驱动信号失效时，低端开关s1关断，从而导致低端开关s1的漏极至源极电压增大。在低端开关s1的漏极至源极电压的第一峰值(其发生在高端开关s2的zvs处)处，生成高端栅极驱动信号的第一脉冲p1。在高端开关s2关断后的某点处，低端开关s1的漏极至源极电压开始振荡。在qrs消隐时间(图4，t
bnk
)期间，高端开关s2被禁止接通。当低端开关s1的漏极至源极电压的峰值在qrs消隐时间到期后出现时，生成高端栅极驱动信号的第二脉冲p2。如所解释，可以基于改性有源钳位模式中的负载条件，自适应地调整qrs消隐时间。
[0036]
图5-图7示出了根据本发明的实施方案的在互补有源钳位模式下的转换器100的模拟结果。图5-图7的模拟结果假设具有0.5欧姆的漏极至源极接通电阻(rdson)的高端开关s2和具有2ω的电阻的初级绕组np。在图5-图7中，顶部波形(曲线211)针对高端开关s2的漏极至源极电流ids，并且底部波形针对磁化电流(曲线212)和负电流(曲213)。图5示出了在250khz开关频率、484ma rms的高端开关s2电流、540ma rms的磁化电流和780mw的总功率损耗(约3％损耗)下的全负载的模拟结果。图6示出了在250khz开关频率、423ma rms的高端开关s2电流、426ma rms的磁化电流和580mw的总功率损耗(约4.6％损耗)下的50％负载(即
额定负载的一半)的模拟结果。图7示出了在400khz开关频率、283ma rms的高端开关s2电流、320ma rms的磁化电流和270mw的总功率损耗(约2.2％损耗)下的50％负载的模拟结果。图5-图7的模拟结果指示可通过增加开关频率来减小rms电流。图5-图7的模拟结果可汇总为图8的曲线231和232。图8示出了针对相同负电流的在低线电压输入处随着功率损耗而变化的开关频率(曲线231)和在高线电压输入处随着功率损耗而变化的开关频率(曲线232)的曲线图。如图8所示，针对相同负电流增加开关频率会减小功率损耗。
[0037]
图9以图形示出了在根据本发明的实施方案的转换器100的有源钳位开关模式之间的转变。在图9的示例中，转换器100根据在模式改变点右侧的互补有源钳位模式(曲线234)执行有源钳位开关，并且根据在模式改变点左侧的改性有源钳位模式(曲线233)执行有源钳位开关。该模式改变点可根据额定负载来选择。在一个实施方案中，用户可对特定负载百分比编程，在这个特定负载百分比下，转换器100将会从有源钳位模式转变为改性钳位模式，反之亦然(参见箭头235)。更具体地讲，当负载降至低于模式改变点时，转换器100从互补有源钳位开关转变为改性有源钳位开关，并且当负载增至高于模式改变点时，从改性有源钳位模式转变为互补有源钳位模式。如所解释，在互补有源钳位模式中，转换器100的开关频率(图9，f
s
)随着负载的增大而降低，反之亦然；在改性有源钳位模式中，qrs消隐时间(图9，qrs消隐频率f
bnk
的倒数)随着负载的减小而增加，反之亦然。负载条件可根据指示转换器100的输出电压或根据来自转换器100的输出功率的输出电压反馈信号检测。
[0038]
图10示出了根据本发明的实施方案的acf控制器101a。acf控制器101a是图1的acf控制器101的特定实施方案，其中在互补有源钳位模式下的转换器100的开关频率或在改性有源钳位模式下的qrs消隐频率基于指示输出电压的输出电压反馈信号(图10，vfb)来调整。此外，在acf控制器101a中，基于输出电压反馈信号，选择有源钳位开关模式。如可理解，输出电压具有有关于负载条件的信息，并趋向于在高负载条件下变得更低，而趋向于在低负载条件下变得更高。
[0039]
在图10的示例中，acf控制器101a包括振荡器块301、有源钳位模式块302、模式选择器块303、增益改变块304和衰减器块305。如可理解，acf控制器101a的电路块可使用模拟、数字或混合电路来实现，而不妨害本发明的优点。一般来说，acf控制器101a可使用各种电路根据本文提供的波形和解释来实现。
[0040]
在图10的示例中，振荡器块301被配置为根据互补有源钳位模式(参见图2，130)或根据改性有源钳位模式(参见图2，140)，生成用于驱动高端开关s2的高端栅极驱动信号(图10，313)和用于驱动低端开关s1的低端栅极驱动信号(图10，314)，这取决于当前选择的是哪个有源钳位开关模式。高端栅极驱动信号和低端栅极驱动信号分别可直接或通过另一电路(例如，用于额外处理)来提供给高端开关s2和低端开关s1。
[0041]
在图10的示例中，振荡器块301接收指示关断低端开关s1的lg关断信号、指示接通低端开关s1的lg接通信号、以及指示接通高端开关s2的hg接通信号。振荡器块301根据lg关断信号、lg接通信号和hg接通信号生效/失效高端栅极驱动信号和低端栅极驱动信号。应当注意，当hg接通信号失效时，高端栅极驱动信号也会失效；因此，高端栅极驱动信号不一定需要由单独信号有源关断。
[0042]
在图10的示例中，有源钳位模式块302被配置为根据当前选择的互补有源钳位模式或改性有源钳位模式，生成lg接通信号和hg接通信号。根据来自模式选择器块303的接收
到的模式选择信号(图10，315)，将有源钳位模式块302设定为互补有源钳位模式或改性有源钳位模式。有源钳位模式块302接收输出电压反馈信号(图10，316)，其告知了负载条件，用以在互补有源钳位模式下调整转换器100的开关频率或在改性有源钳位模式下调整qrs消隐时间。
[0043]
当按照来自模式选择器块303的模式选择信号选择互补有源钳位模式时，根据如输出电压反馈信号指示的负载条件，有源钳位模式块302生成lg接通信号。更具体地讲，有源钳位模式块302以在负载增大时降低和在负载减小时升高的频率，生效lg接通信号。有源钳位模式块302在lg接通信号被失效的死区时间后，生效hg接通信号。
[0044]
当按照来自模式选择器块303的模式选择信号选择改性有源钳位模式时，在一个实施方案中，有源钳位模式块302按照高端开关s2的zvs在开关周期期间第一次生效hg接通信号，并且在qrs消隐时间(图4，t
bnk
)到期后按照高端开关s2的qrs在开关周期期间第二次生效hg接通信号。如所解释，qrs消隐时间根据负载条件调整，如输出电压反馈信号所指示。有源钳位模式块302可内部地生成qrs消隐时间。有源钳位模式块302可以在负载减小时延长qrs消隐时间，并且在负载增大时缩短qrs消隐时间。在开关周期中，在结束对hg接通信号的第二次生效时的死区时间后，有源钳位模式块302生成lg接通信号。
[0045]
在图10的示例中，电流源311在电阻器rec上产生电压，以允许用户对有源钳位模式块302改变有源钳位开关模式的模式改变点进行编程。模式选择器块303将ec引脚上的电压与fb引脚上的输出电压反馈信号进行比较，以便基于负载条件(如输出电压反馈信号所指示)自动选择有源钳位开关模式，并相应地生成模式选择信号。模式选择信号被提供给有源钳位模式块302(参见图10，315)和增益改变块304(参见图10，317)。增益改变块304根据有源钳位开关模式改变衰减器块305的增益以衰减输出电压反馈信号。这有利地限制由有源钳位开关模式转变导致的输出电压过冲。放大器312将经衰减的输出电压反馈信号(图10，318)与cs引脚上的电流感测信号(图10，319)进行比较，以生成lg关断信号(图10，320)来关断低端开关s1。
[0046]
图11示出了根据本发明的实施方案的acf控制器101b。acf控制器101b是图1的acf控制器101的特定实施方案，其中在互补有源钳位模式下的转换器100的开关频率或在改性有源钳位模式下的qrs消隐频率基于转换器100的输出功率来调整。在acf控制器101b中，还基于输出功率来选择有源钳位开关模式。
[0047]
在图11的示例中，acf控制器101b包括振荡器块351、有源钳位模式块352、模式选择器块353、增益改变块354、衰减器块355、功率计算器块356和积分块357。如可理解，acf控制器101b的电路块可使用模拟、数字或混合电路来实现，而不妨害本发明的优点。一般来说，acf控制器101b可使用各种电路根据本文提供的波形和解释来实现。
[0048]
在图11的示例中，振荡器块351被配置为根据互补有源钳位模式(参见图2，130)或根据改性有源钳位模式(参见图2，140)，生成用于驱动高端开关s2的高端栅极驱动信号(图11，363)和用于驱动低端开关s1的低端栅极驱动信号(图11，364)，这取决于当前选择的是哪个有源钳位开关模式。高端栅极驱动信号和低端栅极驱动信号分别可直接或通过另一电路来提供给高端开关s2和低端开关s1。在图11的示例中，振荡器块351生成开关频率信号(图11，371)，其指示了低端开关s1的开关频率，该开关频率指示了转换器100的开关频率。
[0049]
振荡器块351接收指示关断低端开关s1的lg关断信号、指示接通低端开关s1的lg
接通信号、以及指示接通高端开关s2的hg接通信号。振荡器块351根据lg关断信号、lg接通信号和hg接通信号生效/失效高端栅极驱动信号和低端栅极驱动信号。应当注意，当hg接通信号失效时，高端栅极驱动信号也会失效；因此，高端栅极驱动信号不一定需要由单独信号有源关断。
[0050]
在图11的示例中，有源钳位模式块352被配置为根据当前选择的互补有源钳位模式或改性有源钳位模式，生成lg接通信号和hg接通信号。根据来自模式选择器块353的接收到的模式选择信号，将有源钳位模式块352设定为互补有源钳位模式或改性有源钳位模式。有源钳位模式块352接收指示转换器100的输出功率的输出功率信号(图11，372)，其告知了负载条件，用以在互补有源钳位模式下调整转换器100的开关频率或在改性有源钳位模式下调整qrs消隐时间。
[0051]
当按照来自模式选择器块353的模式选择信号选择互补有源钳位模式时，根据如从功率计算器块356接收的输出功率信号指示的负载条件，有源钳位模式块352生成lg接通信号。更具体地讲，有源钳位模式块352以在负载增大时降低和在负载减小时升高的频率，生效lg接通信号。有源钳位模式块352在lg接通信号被失效的死区时间后，生效hg接通信号。
[0052]
当按照来自模式选择器块353的模式选择信号选择改性有源钳位模式时，在一个实施方案中，有源钳位模式块352按照高端开关s2的zvs在开关周期期间第一次生效hg接通信号，并且在qrs消隐时间(图4，t
bnk
)到期后按照高端开关s2的qrs在开关周期期间第二次生效hg接通信号。如所解释，在改性有源钳位模式下，qrs消隐时间根据负载条件调整，在acf控制器101b中，该负载条件由输出功率信号指示。有源钳位模式块352可内部地生成qrs消隐时间。有源钳位模式块352可以在负载减小时延长qrs消隐时间，并且在负载增大时缩短qrs消隐时间。在开关周期中，在结束对hg接通信号的第二次生效时的死区时间后，有源钳位模式块352生成lg接通信号。
[0053]
在图11的示例中，电流源361在电阻器rec上产生电压，以允许用户对有源钳位模式块352改变有源钳位开关模式的模式改变点进行编程。模式选择器块353将ec引脚上的电压与输出功率信号(图11，368)进行比较，以便基于负载条件自动选择有源钳位开关模式，并相应地生成模式选择信号。模式选择器块353将模式选择信号提供给有源钳位模式块352并提供给增益改变块354。增益改变块354根据有源钳位开关模式改变衰减器块355的增益以衰减fe引脚上接收的输出电压反馈信号。这有利地限制由有源钳位开关模式转变导致的输出电压过冲。放大器362将经衰减的输出电压反馈信号(图11，365)与cs引脚上的电流感测信号(图11，366)进行比较，以生成lg关断信号(图11，367)来关断低端开关s1。
[0054]
在图11的示例中，cs引脚接收由低端开关s1的漏极电流产生的电流感测电压(图11，vcs)。积分块357积分电流感测电压，并且将电流感测电压提供给功率计算器块356。如可理解，转换器100的输出功率可描述为：
[0055]
功率＝vin
×
∫i.dt
×
fs
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
等式1
[0056]
其中，vin是输入线电压，fs是低端开关s1(也是转换器100)的开关频率，i是低端开关s1的漏极电流。功率计算器块356接收输入线电压vin、开关频率信号和来自积分块357的漏极电流的积分，以估计输出功率并生成提供给有源钳位模式块352的相应输出功率信号(参见图11，372)并提供给模式选择器块353的相应输出功率信号(参见图11，368)。
[0057]
一般来说，低端开关s1的zvs可通过确保在高端开关s2的接通时间期间足够的负电流来完成。负电流可由zvs延迟时间控制；低端开关s1在zvs延迟时间后接通。在一个实施方案中，zvs延迟时间是在改性有源钳位模式下的高端栅极驱动信号的第二脉冲(图2，162)的脉冲宽度。
[0058]
zvs延迟时间可根据内部电感器-电容器(lc)延迟和转换器100的占空比来确定，在这个示例中，占空比是低端开关s1的占空比。lc延迟时间可以进行预设，并且zvs延迟时间可随着占空比而自适应地改变。可以控制在低端开关s1和高端开关s2的切换之间的死区时间，以便实现zvs操作。
[0059]
负电流可从以下确定：
[0060][0061][0062]
其中v
in
为输入电压，vo为输出电压，n为变压器匝数比，c
eq
为等效电容，i
neg
为负电流，并且l
m
为磁化电感。然后
[0063][0064][0065][0066][0067]
如等式7所指示，可以基于低端开关s1的占空比(d)和时间延迟(t
d
)，自适应地设定zvs延迟时间(t
zvs
)。时间延迟t
d
可在制造期间(根据lc延迟时间)或由用户预设，从而允许zvs延迟时间将由低端开关s1的占空比指定。
[0068]
图12示出了根据本发明的实施方案的转换器100的变压器t1的电压(曲线401)和电流(曲线402)。如图12所示，将输入电压vin施加到初级绕组np增大磁化电流。当输入电压vin从初级绕组np中移除时，磁化电流(即，曲线402)减小。zvs延迟时间(图12，t
zvs
)在磁化电流的过零点处开始。zvs延迟时间基于低端开关s1的占空比自适应地设定，使得变压器t1建立足够的负电流(图12，i
neg
)以允许低端开关s1的zvs。
[0069]
图13示出了根据本发明实施方案的acf控制器101c的示意图。acf控制器101c是图1的acf控制器101的具体实施。在图13的示例中，acf控制器101c并不具有可选择的有源钳位开关模式。在其他实施方案中，acf控制器101c的特征结合在acf控制器101a(图10)或101b(图11)中，以便设定在改性有源钳位模式下，高端栅极驱动信号的第二脉冲的脉冲宽度。如可理解，可将本公开的有关于低端开关s1的zvs的特征结合在各种有源钳位反激转换器中，而不妨害本发明的优点。
[0070]
在图13的示例中，采用计数器测量低端开关s1的接通时间(图13，501)和关断时间(图13，502)，以便检测低端开关s1的占空比。占空比的倒数乘以时间延迟t
d
(图13，503)生成zvs延迟时间(图13，504)。时间延迟t
d
可通过在acf控制器101c集成电路的制造期间进行微调来预设，从而提供外部组件可连接到以进行编程的额外引脚等等。在一个实施方案中，zvs延迟时间在低端开关s1的漏极至源极电压达到其峰值时开始。在zvs延迟时间到期后的死区时间(图13，505)后，低端开关s1通过设定触发器506接通。
[0071]
在图13的示例中，acf控制器101c包括用于使用外部电容器c10和c11和外部电阻器r10来设定转换器100的补偿的comp引脚。fb引脚接收输出电压反馈信号，误差放大器510将输出电压反馈信号与参考电压进行比较。可通过复位触发器506根据峰值电流模式控制或电压模式控制(图13，509)来关断低端开关s1。当低端开关s1关断时，通过设定触发器508，在死区时间(图13，507)后接通高端开关s2。
[0072]
图14示出了根据本发明实施方案的转换器100的信号的波形。图14示出了低端开关s1的漏极电压(曲线531)、变压器t1的电压(曲线532)和变压器t1的电流(曲线533)。在图14的示例中，死区时间t
dt
是从低端开关s1的漏极电压的峰值到低端开关s1的漏极和源极(即，zvs)两端的零电压的时段，死区时间t
dt1
是变压器的负电流并未显著变化的时段，并且死区时间t
d2
是可将变压器电流视为线性增大的时段。注意，死区时间t-dt
是在接通低端开关s1以满足zvs条件前的死区时间。为了执行zvs，在变压器电流达到零前，低端开关s1的漏极电压应达到零。也就是说，
[0073][0074][0075]
根据变压器电压波形(图14，532)
[0076][0077]
并且解出t
dt
[0078][0079][0080][0081]
等式13给出了控制死区时间t
dt
的适当值的等式，其允许了低端开关s1的精确zvs。由于磁化电感(l
m
)和等效电容(c
eq
)已知或可进行预设，因此就可根据低端开关s1的接通时间(ton)和关断时间(toff)自适应地设定给出了精确zvs的死区时间。
[0082]
图15示出了根据本发明实施方案的acf控制器101d的示意图。acf控制器101d是图
1的acf控制器101的具体实施。在图15的示例中，acf控制器101d并不具有可选择的有源钳位开关模式。在其他实施方案中，acf控制器101c的特征结合在acf控制器101a(图10)、101b(图11)或101c(图13)中，以设定接通低端开关s1前的死区时间来实现低端开关s1的精确zvs。如可理解，可将本公开的有关于用于zvs的自适应的死区时间的特征结合在各种有源钳位反激转换器中，而不妨害本发明的优点。
[0083]
在图15的示例中，采用计数器测量低端开关s1的接通时间(图15，551)和关断时间(图15，552)。低端开关s1的接通时间和关断时间根据等式13进行处理，其中等式13的常数由时间延迟t
d
(图15，553)设定以自适应地生成死区时间t
dt
(图15，554和555)。时间延迟t
d
可通过在acf控制器101d集成电路的制造期间进行微调来预设，从而提供外部组件可连接到以进行编程的额外引脚等等。在一个实施方案中，zvs延迟时间(图15，556)是预设的。如可理解，zvs延迟时间还可如先前解释的那样自适应地设定。zvs延迟时间在低端开关s1的漏极至源极电压达到其峰值时开始。在zvs延迟时间到期后的死区时间t
dt
(图15，554)后，低端开关s1通过设定触发器557接通。
[0084]
在图15的示例中，acf控制器101d包括用于使用外部电容器c10和c11和外部电阻器r10来设定转换器100的补偿的comp引脚。fb引脚接收输出电压反馈信号，误差放大器560将输出电压反馈信号与参考电压进行比较。可根据峰值电流模式控制或电压模式控制(图15，559)通过复位触发器557来关断低端开关s1。当低端开关s1关断时，通过设定触发器558，在死区时间t
dt
(图15，555)后接通高端开关s2。
[0085]
一般来说，初级侧acf控制器诸如acf控制器101可能需要能够准确感测输出电压信息以检测输出电压过电压、恒定电流折返等。在本发明的实施方案中，输出电压信息可从变压器t1的辅助绕组na感测。
[0086]
图16示出了根据本发明实施方案的转换器100的信号的波形。图16示出了乘以匝数比n的输出电压、即nvo(图16，曲线701)、钳位电压v
钳位
(图15，曲线702)、辅助绕组na上的辅助电压(图15，曲线703)、以及输出电压(图16，曲线704)。在图16的示例中，nvo的平均值为185v，钳位电压的平均值为189v，辅助电压的平均值为185v。一般来说，辅助绕组电压峰值与钳位电压相同，并非常类似于nvo。也就是说，可从辅助电压峰值、辅助电压的平均值和/或在采样保持电路的特定的时间点上准确感测输出电压。感测到的辅助电压可与阈值进行比较(或以某种其他方式处理)以检测输出电压过电压、恒定电流折返、以及可从输出电压信息检测到的其他不利条件。
[0087]
图17示出了根据本发明实施方案的输出电压感测电路710的示意图。可将输出电压感测电路710结合在acf控制器101和其他初级侧acf控制器中，用来感测输出电压。输出电压感测电路710被配置为通过感测辅助电压峰值(即，辅助绕组上的电压峰值)来感测输出电压。在图17的示例中，在acf控制器101的vs引脚(图17，711；也参见图1，101的vs引脚)处检测辅助电压作为感测电压vs。输出电压感测电路710采样和保持要在节点712处输出的感测电压的峰值。
[0088]
图18示出了根据本发明实施方案的输出电压感测电路730的示意图。可将输出电压感测电路730结合在acf控制器101和其他初级侧acf控制器中，用来感测输出电压。输出电压感测电路730被配置为通过在特定的时间点采样和保持辅助电压的峰值来感测输出电压。特定的时间点被预设为在该辅助电压的峰值处。在图18的示例中，在acf控制器101的vs
引脚(图18，731；也参见图1，101的vs引脚)处检测辅助电压作为感测电压vs。输出电压感测电路730在特定时间上采样和保持感测电压，在图18的示例中，特定时间是在高端开关s2关断后(图18，733)的延迟时间(例如，1μs)。在由时间延迟电路734设定的延迟时间结束时，开关s16闭合以采样和保持电容器c14处的感测电压来在节点732处输出。
[0089]
图19示出了根据本发明实施方案的输出电压感测电路750的示意图。可将输出电压感测电路750结合在acf控制器101和其他初级侧acf控制器中，用来感测输出电压。输出电压感测电路750被配置为通过生成辅助电压的平均值来感测输出电压，如所指出，其非常类似于nvo的平均值和钳位电压的平均值。在图19的示例中，在acf控制器101的vs引脚(图19，751；也参见图1，101的vs引脚)处检测辅助电压作为感测电压vs。
[0090]
在图19的示例中，输出电压感测电路750包括峰值检测器758和最小值检测器759。在一个实施方案中，峰值检测器758以与输出电压感测电路710(图17)相同的方式操作。峰值检测器758接收感测电压(图19，751)，并且对要在节点755处输出的感测电压的峰值进行采样。
[0091]
在一个实施方案中，最小检测器759以与输出电压感测电路730(图18)相同的方式操作，不同之处在于其对感测电压的最小值进行采样。更具体地讲，最小值检测器759在高端开关s2关断后的特定时间上采样和保持感测电压(图19，752)。在图19的示例中，特定时间被预设为在辅助电压的最小值处。在特定时间结束时，最小值检测器759采样和保持感测电压的最小值(图19，756)。感测电压的峰值和最小值保持在电容器c51处，以在节点754作为感测电压的平均值输出。
[0092]
本发明的实施方案另外包括至少以下技术解决方案。
[0093]
一种操作有源钳位反激转换器的方法，所述方法包括：生成低端栅极驱动信号以控制低端开关的开关操作，所述低端开关的第一端被连接到变压器的初级绕组的第一端；生成高端栅极驱动信号以控制高端开关的开关操作，所述高端开关的第一端被连接到所述低端开关的所述第一端和所述初级绕组的所述第一端，所述高端开关的第二端被连接到钳位电容器的第一端，并且所述钳位电容器的第二端连接到所述初级绕组的第二端；检测所述有源钳位反激转换器的负载；以及根据从所述有源钳位反激转换器的至少两个有源钳位开关模式选择的所选择的有源钳位开关模式来控制所述高端开关的所述开关操作，所选择的有源钳位开关模式是基于所述负载被检测到的条件选择的。
[0094]
在上述操作有源钳位反激转换器的方法的单独实施方案中，所选择的有源钳位开关模式是互补有源钳位模式，并且所述方法还包括：当所述负载在所述互补有源钳位模式中增大时，使所述低端开关的开关频率降低。
[0095]
在上述操作有源钳位反激转换器的方法的单独实施方案中，所选择的有源钳位开关模式是改性有源钳位模式，并且所述方法还包括：在qrs消隐时间到期后，根据准谐振开关(qrs)接通所述高端开关；以及在所述负载在所述改性有源钳位模式下减小时，增加所述qrs消隐时间。
[0096]
在上述操作有源钳位反激转换器的方法的单独实施方案中，所选择的有源钳位开关模式是改性有源钳位模式，并且在所述改性有源钳位模式中，所述方法还包括：在所述低端开关在所述有源钳位反激转换器的开关周期中关断后，生成高端栅极驱动信号的第一脉冲以接通所述高端开关；以及在所述有源钳位反激转换器的相同开关周期中，生成所述高
端栅极驱动信号的第二脉冲以接通所述高端开关。
[0097]
在上述操作有源钳位反激转换器的方法的单独实施方案中，根据零电压开关(zvs)生成所述高端栅极驱动信号的所述第一脉冲，并且在qrs消隐时间到期后，根据准谐振开关(qrs)生成所述高端栅极驱动信号的所述第二脉冲。
[0098]
在上述操作有源钳位反激转换器的方法的单独实施方案中，检测所述有源钳位反激转换器的所述负载包括：积分所述低端开关的漏极电流以生成积分信号；以及基于所述积分信号、所述有源钳位反激转换器的输入电压和所述低端开关的开关频率，确定所述反激转换器的输出功率。
[0099]
在上述操作有源钳位反激转换器的方法的单独实施方案中，所述方法还包括：根据变压器的辅助绕组的辅助电压，检测所述有源钳位反激转换器的输出电压。
[0100]
一种用于有源钳位反激转换器的有源钳位反激(acf)控制器，所述acf控制器包括：第一引脚，所述第一引脚被连接到低端开关的栅极；第二引脚，所述第二引脚被连接到高端开关的栅极；振荡器，所述振荡器生成用于控制所述低端开关的开关操作的低端栅极驱动信号，生成用于控制所述高端开关的开关操作的高端栅极驱动信号，在所述有源钳位反激转换器的负载在第一有源钳位开关模式中增大时，使所述低端开关的开关频率降低，在所述负载在第二有源钳位开关模式中减小时，使所述高端开关的准谐振开关(qrs)消隐时间增加，并且基于所述负载的条件，在所述第一有源钳位开关模式和所述第二有源钳位开关模式之间切换。
[0101]
在上述acf控制器的单独实施方案中，所述振荡器根据零电压开关(zvs)生成所述高端栅极驱动信号的第一脉冲，并且根据qrs生成所述高端栅极驱动信号的第二脉冲。
[0102]
在上述acf控制器的单独实施方案中，所述低端开关的漏极被连接到变压器的初级绕组的第一端，所述低端开关的源极接地，所述高端开关的源极被连接到所述低端开关的所述漏极，所述高端开关的漏极被连接到钳位电容器的第一端，并且所述钳位电容器的第二端被连接到所述初级绕组的第二端。
[0103]
已公开了用于有源钳位反激转换器的电路和方法。
[0104]
虽然已经提供了本发明的具体实施方案，但是应当理解，这些实施方案只是出于举例说明的目的而非进行限制。许多另外的实施方案对于本领域的普通技术人员来说在阅读本公开内容后将是显而易见的。