低输出电压纹波断续模式反激功率因数校正变换器的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明属于电能变换装置中的交流-直流变换器技术领域，特别是一种低输出电 压纹波断续模式反激功率因数校正变换器。
【背景技术】
[0002] 功率因数校正（PowerFactorCorrection,PFC)变换器可以减小输入电流谐波， 提高输入功率因数，已得到广泛应用。PFC变换器分为有源和无源两种方式，相对于无源方 式，有源功率因数校正具有输入功率因数高、体积小、成本低等优点。
[0003] 有源PFC变换器可以采用多种电路拓和控制方法，其中Flyback变换器是几种基 本的变换器之一，根据电感电流是否连续，可将其分为三种工作模式：电感电流连续模式 (ContinuousCurrentMode,CCM)、电感电流临界连续模式（CriticalContinuousCurrent Mode,CRM)和电感电流断续模式（DiscontinuousCurrentMode,DCM)。
[0004] DCMFlyback变换器一般应用在中小功率场合，其特点是开关管零电流开通、二极 管无反向恢复，但是存在电流尖峰高、器件应力大等缺点。
【发明内容】
[0005] 本发明的目的在于提供一种低输出电压纹波断续模式反激功率因数校正变换器， 通过引入输入电压前馈，减小输出电压纹波。
[0006] 实现本发明目的的技术解决方案为：一种低输出电压纹波断续模式反激功率因数 校正变换器，包括Flyback变换器主功率电路、输出电压反馈控制电路、控制驱动电路和输 入电压前馈电路，所述输入电压前馈电路包括输入电压采样跟随电路、输入电压峰值取样 电路、减法电路和乘法电路；
[0007] 所述Flyback变换器主功率电路包括输入交流电压源vin、EMI滤波器、整流桥RB、 变压器T、开关管Q、输出二极管D、输出滤波电容C。、负载Ru;其中输入电压源Vin与EMI滤 波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输 出负极为原边参考电位零点，变压器T原边的一端与整流桥RB的输出正极连接，变压器T 原边的另一端与开关管Q的漏极连接，开关管Q的源极与整流桥RB的负极连接，变压器T 副边的一端与输出二极管D的阳极连接，变压器T副边的另一端为与原边隔离的副边参考 电位零点，输出二极管D的阴极分别接入输出滤波电容C。的阳极与负载电阻Ru的一端，输 出滤波电容C。的阴极与负载电阻Rw的另一端均连接到与原边隔离的副边参考零电位；
[0008] 所述输出电压反馈控制电路的输入端与负载Ru连接，输出电压反馈控制电路的 输出端与乘法器的一个输入端连接，输入电压采样跟随电路的输入端与整流桥RB的输出 正极连接，输入电压采样跟随电路的输出端与减法电路的一个输入端连接，输入电压峰值 取样电路的输入端与整流桥RB的输出正极连接，输入电压峰值取样电路的输出端分别与 减法电路的另一输入端和乘法电路的另一个输入端连接，减法电路的输出端与乘法电路的 第三个输入端连接，乘法电路的输出端与控制驱动电路的输入端连接，控制驱动电路的输 出端与开关管Q的栅极连接。
[0009] 本发明与现有技术相比，其显著优点为：（1)在保持可靠性的前提下，减小输出电 压纹波，或在相同纹波下减小输出电容容值和体积；(2)变压器临界电感值增大，电流尖峰 减小，对于提高系统效率有积极作用。
【附图说明】
[0010] 图1是Flyback变换器主功率电路的原理示意图。
[0011] 图2是两个开关周期内变压器原副边电感电流的波形图。
[0012] 图3是输入电压、输入电流、输入功率和输出功率的波形图。
[0013] 图4是输出电压纹波曲线图。
[0014] 图5是本发明低输出电压纹波断续模式反激功率因数校正变换器的电路结构示 意图。
【具体实施方式】
[0015] 下面结合附图对本发明作出进一步详细说明。
[0016] 1、理论推导：
[0017] 图1是Flyback变换器主功率电路。
[0018] 令输入交流电压Vin的表达式为：
[0019] Vin=Vmsin?t ⑴其中Vm为输入电压峰值，《 =2jtf-为输入电压角频率， fliM为输入电压频率，t为时间。
[0020] 那么整流后的电压VgS
[0021] Vg=Vm|sin?t(2)
[0022] 图2给出了Flyback变换器工作于DCM模式时，两个开关周期内变压器原副边电 感电流波形。
[0023] 当开关管Q导通时，二极管D截止，原边电感Lp两端的电压为Vg，其电流ip由零开 始以Vg/L，斜率线性上升，电流峰值i 为
[0028] 为了使Flyback变换器实现单位PF，传统控制方式下，占空比Dy在一个工频周期 内保持不变，由此，ip_av正比于整流后的输入电压，相应的，输入电流正比于输入电压。输入 电流表达式为
[0030] 由式⑴和式（5)，可以求出半个工频周期内输入功率的平均值Pin
[0032] 其中Tline为工频周期；
[0033] 根据功率平衡，Pin=Pt^Ptj为输出功率的平均值，由式（6)可得占空比为
[0035] 由式（7)可以看出，在输入电压固定时，Dy为一常数，即前面所提传统DCMFlyback 变换器的控制方式为定占空比控制。
[0036] 图3所示为输入电压、输入电流、输入功率、输出电压的波形，其中V。是输出电压 平均值，AV。是输出电压纹波的峰峰值。从中可以看出，当输入功率p in>P。时，输出电容C。 充电；当Pin〈P。时，C。放电。输出电容储存的最大能量差AE为其每次充入的能量，即
[0043] 观察式（9)，在一定条件下，减小输出电容储存的最大能量差AE，可以减小输出 电压纹波，对应式（8)，即为减小脉动的输入功率和恒定的输出功率之间的差值。若能减小 图3中Tlim/4和3Tlim/4处的峰值电流，则能降低输入峰值功率，从而可能减小输出电容储 存的最大能量差AE。
[0044]DCMFlyback变换器通过控制占空比工作，假如采用变占空比控制，按上一段所述 规律减小脉动的输入功率和恒定的输出功率之间的差值，即可减小输出电容存储的最大能 量差AE，进而可以减小输出电压纹波。
[0045] 设变占空比函数为
[0046] D'（t) =k?(l_a?Isin?11) (11)
[0047] 其中k、a为待定系数。
[0048] 将式（11)代入式（5)，可得变占空比控制下的输入电流表达式
[0050] 结合EnergyStar的谐波标准，令PF为0. 9,计算可得a= 0. 6。此时瞬时功率表 达式为
[0052] 此时，输入功率和输出功率之间的最大差值，即输出电容储存的最大能量差AE， 根据式（8)计算可得，变为原来的69%。
[0053] 对式（13)在半个工频周期内求平均值
[0066] 在输入电压Vin= 176~264VAC，输出电压V。=400VDC，输出功率P。=120W，输出 电容C。= 220yF的条件下，采用此种方法，输出电压纹波可由原来的4. 34V减小为2. 66V， 如图4所示，减小了百分之38. 7 %。
[0067] 2、本发明高功率因数临界连续模式升降压功率因数校正变换器：
[0068] 结合图5,整流后的电压Vg经第五电阻R5和第六电阻R6分压可得A点电压VA =kvgVjsin?t|，这里kvg是分压系数。整流后的电压^经第八电阻R8和第九电阻R9 分压后峰值取样可得B点电压vB=I. 67kvgVm。￥&与VB接入减法电路，贝Ij输出为Vc= I. 67kvgVm(l-0. 6|sin?t|)。vc接入除法电路，除法电路输出Vp=(1-0. 6|sin?t|)。Vp即为变占空比函数，接入控制驱动电路即可按照此变化规律控制开关管Q工作。具体电 路如下：
[0069]本发明的低输出电压纹波断续模式反激功率因数校正变换器，包括Flyback变换 器主功率电路1、输出电压反馈控制电路2、控制驱动电路7和输入电压前馈电路，所述输入 电压前馈电路包括输入电压采样跟随电路3、输入电压峰值取样电路4、减法电路5和乘法 电路6 ;
[0070] 所述Flyback变换器主功率电路1包括输入交流电压源vin、EMI滤波器、整流桥 RB、变压器T、开关管Q、输出二极管D、输出滤波电容C。、负载Rw;其中输入电压源Vin与EMI 滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的 输出负极为原边参考电位零点，变压器T原边的一端与整流桥RB的输出正极连接，变压器 T原边的另一端与开关管Q的漏极连接，开关管Q的源极与整流桥RB的负极连接，变压器T 副边的一端与输出二极管D的阳极连接，变压器T副边的另一端为与原边隔离的副边参考 电位零点，输出二极管D的阴极分别接入输出滤波电容C。的阳极与负载电阻Ru的一端，输 出滤波电容C。的阴极与负载电阻Rw的另一端均连接到与原边隔离的副边参考零电位；
[0071] 所述输出电压反馈控制电路2的输入端与