一种电流模式交错控制变换器及控制芯片的制作方法

本发明涉及电源管理技术领域，具体涉及一种电流模式交错控制变换器及控制芯片。

背景技术：

单端正激变换器由于其结构简单、工作可靠、效率高、输入输出电器隔离等优点，在开关电源中得到了广泛应用。对于正激变换器，正常工作时，占空比最大利用率通常不大于50％，那么意味着另外还有一大半的时间变换器是处于闲置状态，如果考虑将闲置状态的时间利用起来，则能够进一步扩大变换器的输出功率，因此增加一路输出通道是非常好的选择，一方面可以利用原系统的(电磁抗干扰)emc资源，又可以在增大输出功率时减小系统体积、降低方案成本。

技术实现要素：

为解决上述问题，本发明公开了一种电流模式交错控制变换器及控制芯片，所述变换器包括ic控制芯片、正激变压器(t1，t2)、电容(c0，c1，c2，c3，c4)、电阻r3、输出采样电阻r5、功率开关管(n1，n2)、电流采样电阻(r1，r2)、第一通道、第二通道，同步整流器件(n3，n4)、输出供电电感l1、辅助绕组la、二极管d1、输出电容cout1、隔离组件、vin输入电源，vin输入电源为20v～100v，正激变压器t1和正激变压器t2分别与后续器件构成两路输出，电容c0为vcc管脚滤波电容，电阻r3为rt管脚对地电阻，用于控制振荡器频率，电容c1和电容c2为comp1管脚、comp2管脚对地电容，用于调节环路稳定性，电容c3、电容c4为ss1管脚和ss2管脚对地电容，用于实现系统的软启动，n3、n4在正激变换器中形成天然的同步整流器件，第一输出通道与第二输出通道采用同样的结构，辅助绕组la通过二极管d1为ic控制芯片vcc供电，输出电容cout1为第一通道的输出电容。

作为本发明的一种改进，所述ic控制芯片包括电压调节模块、ldo/bias/uvlo模块及osc振荡器，电压调节模块用于将高压vin转为ic控制芯片内部中压电源vcc，中压电源vcc通常8～15v，主要用于为驱动模块driver供电。

作为本发明的一种改进，所述ldo/bias/uvlo模块为中压电源vcc转成内部低压电源vdd，产生偏置，使能en，确定vcc的启动电压和欠压电压的功能。

作为本发明的一种改进，所述第一通道包括ramp斜坡模块，用于进行斜坡补偿，comp1管脚，comp1管脚由电阻r1上拉至内部电源vdd，在ic控制芯片的ss1引脚和comp1管脚之间设有一钳位结构，ss1引脚设有一充电电流,由使能en控制,comp1管脚通过三极管q1、三极管q2和电阻r2、电阻r3后送至放大器cmp2的负输入端，放大器cmp1、放大器cmp2的正输入端连接ramp模块的输出,comp1管脚的负输入端为0.5v基准，放大器cmp1和放大器cmp2的功能都是控制输出关断，放大器cmp1为触发过流保护时强制输出关断，放大器cmp2为正常环路工作状态下控制输出关断。

作为本发明的一种改进，所述放大器cmp1和放大器cmp2的输出送至或门，或门的输出送至rs触发器的r端，用于控制驱动关断，rs触发器的s端为时钟信号clk1，用于控制驱动导通，rs触发器的输出送至驱动模块。

作为本发明的一种改进，所述钳位结构由运放amp和nmosn1组成，用于确保ss1信号不低于comp1管脚信号，因而系统上电时，通过ss1引脚外挂电容控制ss1引脚的上升速度，便可以控制comp1管脚的上升速度。

作为本发明的一种改进，所述隔离组件由tl431+光耦组成，并连接到芯片的comp管脚。

作为本发明的一种改进，所述osc振荡器确定系统的开关频率，频率由rt脚的外挂电阻进行调节。

本发明的有益效果是：本发明提供的双通道变换器，节省外围成本，减小方案体积，增大输出功率，本发明设计的斜坡补偿功能相比传统斜坡补偿技术，当占空比低于50％时，并不进行斜坡补偿，可以更精确地实现预设的输出功率，本发明提供一种双通道正激变换器及控制芯片，两路输出通道完全独立，利用一个变换器系统的资源实现了两个变换器的功能，且两路通道的驱动输出相位相差180°，极大地避免了输入纹波电流的增加，整个系统仅由一颗控制芯片驱动控制，在提升功率密度、缩减方案体积、降低方案成本方面进行了很好的优化，同时又不牺牲系统性能。

附图说明

图1为电流模式交错控制器电路结构示意图。

图2为振荡器电路结构示意图。

图3为关键信号波形示意图。

图4为斜坡补偿模块的电路结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式，进一步阐明本发明，应理解下述具体实施方式仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。

实施例：一种电流模式交错控制变换器及控制芯片，所述变换器包括ic控制芯片、正激变压器(t1，t2)、电容(c0，c1，c2，c3，c4)、电阻r3、输出采样电阻r5、功率开关管(n1，n2)、电流采样电阻(r1，r2)、第一通道、第二通道，同步整流器件(n3，n4)、输出供电电感l1、辅助绕组la、二极管d1、输出电容cout1、隔离组件、vin输入电源，正激变压器t1和正激变压器t2分别与后续器件构成两路输出，电容c0为vcc管脚滤波电容，电阻r3为rt管脚对地电阻，电容c1和电容c2为comp1管脚、comp2管脚对地电容，电容c3、电容c4为ss1管脚和ss2管脚对地电容，第一输出通道与第二输出通道采用同样的结构，辅助绕组la通过二极管d1为ic控制芯片vcc供电，输出电容cout1为第一通道的输出电容，所述ic控制芯片包括电压调节模块、ldo/bias/uvlo模块及osc振荡器，电压调节模块用于将高压vin转为ic控制芯片内部中压电源vcc，所述ldo/bias/uvlo模块为中压电源vcc转成内部低压电源vdd，产生偏置，使能en，确定vcc的启动电压和欠压电压的功能，所述第一通道包括ramp斜坡模块、comp1管脚，comp1管脚由电阻r1上拉至内部电源vdd，在ic控制芯片的ss1引脚和comp1管脚之间设有一钳位结构，ss1引脚设有一充电电流,由使能en控制,comp1管脚通过三极管q1、三极管q2和电阻r2、电阻r3后送至放大器cmp2的负输入端，放大器cmp1、放大器cmp2的正输入端连接ramp模块的输出,放大器cmp1的负输入端为0.5v基准，所述放大器cmp1和放大器cmp2的输出送至或门，或门的输出送至rs触发器的r端，rs触发器的s端为时钟信号clk1，rs触发器的输出送至驱动模块，所述钳位结构由运放amp和nmos管n1组成，所述隔离组件由tl431+光耦组成，并连接到芯片的comp管脚，所述osc振荡器确定系统的开关频率，频率由rt脚的外挂电阻进行调节。

工作原理：从整个拓补来看,看单个通道,在功率开关管n1导通阶段，输入电源为变压器t1的初级电感lp1充电，初级电感lp1上正下负，初级电感lp1电流呈斜坡上升趋势，其电流大小可由采样电阻r1进行采样；同时变压器t1的次级电感ls1上正下负，次级电感ls1电压由变压器t1的匝比决定，可以表达如下：vin(np/ns)，np、ns分别为原副边绕组(变压器t1(t2)由原边绕组和副边绕组耦合而成)的匝数。

这时次级电感ls1两端电压是固定的，次级电感ls1为输出供电电感l1充电，输出供电电感l1左正右负，则同步整流器件n4导通，同步整流器件n3关断，整个输出回路为：次级电感ls1上端→输出供电电感l1→输出电容cout1→同步整流器件n4→次级电感ls1下端，之后，由于cs1电压不断上升，经过ramp1模块补偿后的电压也不断上升，对于放大器cmp2，负输入端电压由comp1管脚决定，相对比较固定，而正输入端电压在不断上升，则某时刻放大器cmp2翻转，控制输出out1关断，之后初级电感lp1下正上负(图1中省略了吸收回路)，次级电感ls1下正上负，同步整流器件n3导通，同步整流器件n4关断，输出供电电感l1左负右正，输出回路为输出供电电感l1→输出电容cout1→同步整流器件n3→输出供电电感l1，可以看出，变压器整个次级边电路系统实则构成一个buck电路，从ic控制芯片来看，看单个通道，vin输入电源上电后，regulator模块(电压调节模块)为ic控制芯片产生中压电源vcc，通常8～15v，该电源主要用于驱动，vcc电源通过ldo/bias/uvlo模块，产生各基准、偏置及使能，使能产生后，其他模块便能够工作，使能en产生后，softstart模块(软启动模块)产生电流为ss1引脚外挂电容充电，ss1引脚缓慢上升，由于ss1引脚与comp1管脚之间的钳位关系，comp1管脚缓慢上升，当comp1管脚电压很低时，显然放大器cmp2的负输入端保持为0v，放大器cmp2输出保持为高，则ic控制芯片输出一直为低，当comp1管脚电压升到1.4v以上即q1和q2两个三极管的叠加vbe电压，则放大器cmp2存在一定时间输出为低电平，则rs触发器可由时钟信号clk1控制输出导通，输出导通后，cs1采样电压上升，对于放大器cmp2，当正输入端电压高于负输入端电压，再次控制输出关断，因此，comp1管脚电压的大小直接决定了导通时间的大小，集成软启动电路，则可以保证上电时comp1管脚电压缓慢上升，从而控制电感电流缓慢上升，减小变换器的电流应力，对整个变换器起保护作用。

上面提到两个通道是完全相互独立的，互相不影响，控制芯片正是利用振荡器电路控制，使得两个通道的相位差180°，从而能最大限度地降低输入电流纹波，保证整个系统的稳定。振荡器电路结构如图2所示，运放amp与n1组成负反馈结构，引脚rt电压被固定于2v，因此rt脚外挂电阻决定了p1/n1支路的电流，pmos管p2、p3、p4、p5与p1组成电流镜，p2～p5电流支路分别为c1～c4电容充电，c1～c4电容值相同；c1～c4分别由nmos管n2～n5放电；p4、p5、n4、n5、c3、c4、cmp1、cmp2、或非门nor1、或非门nor2、反向器inv1、反向器inv2组成振荡器；inv1的输出s1与inv2的输出s2反向，当s1为低时，s2为高，此时c3电压为0v，p5为c4充电，放大器cmp1输出为低，当c4电压超过2v，cmp2输出高，则控制s1变高，s2变低，此时c4电压为0v，p4为c3充电，当c3电压超过2v，则控制s1变低，s2变高，由此组成振荡器功能，s2输出至d触发器dff的cp端，dff构成二分频结构，当s2第一次变高，q变高，qn变低，此时时钟信号clk1为高电平，clk2为低电平；当s2第二次变高，q变低，qn变高，此时clk1为低电平，clk2为高电平，由此clk1与clk2两个信号由低变高的时间点都在振荡器翻转一个周期后，由此clk1与clk2存在180°的相位差，通过信号s2与dff的两路输出，用于控制c1、c2电容的放电，c1、c2的电容充电到高电位后被放电，因此c1、c2的电压呈现斜坡的特性。

图3示出了几个关键信号的波形示意图，clk1与clk2相位差一个振荡器的振荡周期，clk1、clk2的频率为振荡器频率的一半，因此clk1与clk2相位差180°，若控制芯片由clk1或clk2的下降沿控制输出导通，则对于各自通道，当导通时间超过50％时，斜坡信号开始上升，该斜坡信号叠加在电流采样引脚cs上，构成斜坡补偿功能，防止电流控制模式占空比超过50％时易出现次谐波振荡问题，本发明设计的斜坡补偿功能相比传统斜坡补偿技术，当占空比低于50％时，并不进行斜坡补偿，可以更精确地实现预设的输出功率。

斜坡补偿模块的电路结构示意如图4，运放amp、开关管n1、电阻r1形成电压转电流功能，斜坡信号slope经过电压转电流结构得到斜坡电流i_slope信号，该斜坡电流信号流过电阻r2叠加的管脚cs上，经过斜坡补偿后的信号cs_ramp用于输出到控制芯片的其他模块。

在本发明的描述中，需要说明的是，术语“上”、“下”、“左”、“右”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制；此外，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

最后应说明的是：以上所述的实施例仅用于说明本发明的技术方案，而非对其限制，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或全部技术特征进行等同替换，而这些修改或替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明实施例技术方案的范围。