充电器同步整流电路的制作方法

1.本实用新型涉及同步整流电路技术领域，具体为充电器同步整流电路。


背景技术：

2.同步整流旨在通过用低导通电阻的mosfet代替常规的肖特基二极管进行整流来减小损耗，提升能效；以12v应用为例，使用肖特基二极管整流将产生0.7v的导通压降，传统的技术损耗高效率低，而同步mosfet的导通压降低于0.1v，从而实现更高能效。srk2001是高性能的次级同步整流驱动控制器，能有效地控制和驱动用作次级端整流的mosfet，我们利用这个驱动控制器用于充电器当中，以提高产品的可靠性同时实现更高效效率更高。
3.当前市场上的同步整流控制器存在部分局限性：(1)功能单一，应用场合有限：只适用于某一拓扑而不涵盖大多数拓扑，如只适用于反激(flyback)或llc而不适用于正激(forward)；只适用于某一工作模式而不涵盖大多数模式，如只适用于非连续导通模式(dcm)、准谐振(qr)，而不适用于连续导通模式(ccm)；(2)由于延迟导通和提前关断整流管的时间过长，且导通和关断门限无法编辑，因而无法最大限度提升能效，因此我们需要提出充电器同步整流电路。


技术实现要素：

4.本实用新型的目的在于提供充电器同步整流电路，以解决上述背景技术中提出的问题。
5.为实现上述目的，本实用新型提供如下技术方案：
6.充电器同步整流电路，包括同步整流驱动控制器u202，所述驱动控制器u202的型号采用srk2001；所述驱动控制器u202的svs1端口电性连接于mos管u420的基极；所述驱动控制器u202的svs2端口电性连接于mos管u419的基极；
7.所述驱动控制器u202的dvs1端口通过电阻r273电性连接于mos管u420的集电极，所述驱动控制器u202的dvs2端口通过电阻r281电性连接于mos管u419的集电极；所述驱动控制器u202的gd1接口通过并联的电阻r275与电阻r276电性连接于mos管u420的发射极，所述驱动控制器u202的gd2接口通过并联的电阻r278与电阻r29电性连接于mos管u419的发射极。
8.优选的，所述驱动控制器u202还包括vcc端口、en端口、gnd端口与prog端口；gnd端口通过电容c310与电容c215电性连接于13.5v的供电端，所述gnd端口直接电性连接于13.5v的供电端。
9.优选的，所述驱动控制器u202的svs1端口与mos管u420的发射极之间电性连接有电阻r274，所述驱动控制器u202的svs2端口与mos管u419的发射极之间电性连接有电阻r280。
10.优选的，所述电阻r276靠近gd1接口的一端还电性连接有二极管d875，所述电阻r278靠近gd2接口的一端还电性连接有二极管d876。
11.优选的，所述mos管u420与mos管u419的基极均电性连接于gnd3端口。
12.优选的，所述mos管u420与mos管u419的集电极连接于电容c400与电容c217，所述电容c400与电容c217连接于14v的供电端。
13.与现有技术相比，本实用新型的有益效果是：
14.本实用提供充电器同步整流电路，通过采用型号srk2001的驱动控制器u202，充电器次级整流部分，传统的技术以12v应用为例，使用肖特基二极管整流将产生0.7v的导通压降，传统的技术损耗高效率低，针对以上位问题为提高产品效率及稳定性，我们将使用自适应同步整流技术，而同步mosfet的导通压降低于0.1v，从而实现更高能效。srk2001是高性能的次级同步整流驱动控制器，能有效地控制和驱动用作次级端整流的mosfetsrk2001采用精密的真正零关断比较器，可设置最小的导通和关断时间，其自同步、极短关断延迟时间、强大的驱动能力、自适应门极驱动等特性可将整流损耗降至最低，使其在任何负载条件下都能保持最高能效。用于开关电源充电器设计中以实现更高能效。
15.本实用新型的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本实用新型而了解。本实用新型的目的和其他优点可通过在说明书以及附图中所指出的结构来实现和获得。
附图说明
16.图1为本实用新型同步整流电路的电路结构示意图。
具体实施方式
17.在不同附图中以相同标号来标示相同或类似组件；另外请了解文中诸如“第一”、“第二”、“第三”、“上”、“下”、“前”、“后”、“内”、“外”、“端”、“部”、“段”、“宽度”、“厚度”、“区”等等及类似用语仅便于看图者参考图中构造以及仅用于帮助描述本实用新型而已，并非是对本实用新型的限定。
18.下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。
19.请参阅图1，本实用新型提供的实施例：
20.充电器同步整流电路，包括同步整流驱动控制器u202，所述驱动控制器u202的型号采用srk2001；所述驱动控制器u202的svs1端口电性连接于mos管u420的基极；所述驱动控制器u202的svs2端口电性连接于mos管u419的基极；
21.所述驱动控制器u202的dvs1端口通过电阻r273电性连接于mos管u420的集电极，所述驱动控制器u202的dvs2端口通过电阻r281电性连接于mos管u419的集电极；所述驱动控制器u202的gd1接口通过并联的电阻r275与电阻r276电性连接于mos管u420的发射极，所述驱动控制器u202的gd2接口通过并联的电阻r278与电阻r29电性连接于mos管u419的发射极。
22.所述驱动控制器u202还包括vcc端口、en端口、gnd端口与prog端口；gnd端口通过电容c310与电容c215电性连接于13.5v的供电端，所述gnd端口直接电性连接于13.5v的供
电端；所述驱动控制器u202的svs1端口与mos管u420的发射极之间电性连接有电阻r274，所述驱动控制器u202的svs2端口与mos管u419的发射极之间电性连接有电阻r280。
23.所述电阻r276靠近gd1接口的一端还电性连接有二极管d875，所述电阻r278靠近gd2接口的一端还电性连接有二极管d876；所述mos管u420与mos管u419的基极均电性连接于gnd3端口；所述mos管u420与mos管u419的集电极连接于电容c400与电容c217，所述电容c400与电容c217连接于14v的供电端。
24.充电器次级整流部分，传统的技术以12v应用为例，使用肖特基二极管整流将产生0.7v的导通压降，传统的技术损耗高效率低，针对以上位问题为提高产品效率及稳定性，我们将使用自适应同步整流技术，而同步mosfet的导通压降低于0.1v，从而实现更高能效。srk2001是高性能的次级同步整流驱动控制器，能有效地控制和驱动用作次级端整流的mosfetsrk2001采用精密的真正零关断比较器，可设置最小的导通和关断时间，其自同步、极短关断延迟时间、强大的驱动能力、自适应门极驱动等特性可将整流损耗降至最低，使其在任何负载条件下都能保持最高能效。用于开关电源充电器设计中以实现更高能效；
25.如图1所示，在整流应用中，当初级端mos管导通时，通过隔离驱动器强制使次级端mos管关断；当初级端mos管关断，gd1/gd2脚功能使次级端mos管(u419/u420)交替导通。这种交替导通特性大大提高系统能效。无触发功能的初级端和次级端驱动信号交叠的时间为40ns，远大于带触发功能的12ns，也就是说，触发功能将缩短延迟时间，从而降低损耗。自适应同步整流系统可大大提升系统在重载或满载时的能效。然而，在轻载或无载条件下，sr mosfet和sr控制器会产生功耗。使用srk2001的自适应驱动器钳位电压特性可使输出电压随负载而变化，从而优化轻载和无载条件下的能效。输出电压可通过dvs1引脚从0调至其最大电压。dvs1用于间接测量输出功率，并据此调节驱动器输出电压或进入禁用模式；在llc应用中，lld电路用于测量跳周期模式的占空比，并据此改变驱动器输出电压或进入禁用模式。
26.尽管已经示出和描述了本实用新型的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本实用新型的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本实用新型的范围由所附权利要求及其等同物限定。