一种三单相兼容MISN变换器

一种三单相兼容misn变换器
技术领域
1.本发明属于充电变换器结构领域，具体涉及一种三单相兼容misn(modular inductive switching network)变换器。


背景技术：

2.近年来，随着新能源汽车行业的迅猛发展，纯电动汽车(bev)续航里程不断增加，汽车充电功率也逐渐增大。电动汽车有直流快充和交流慢充两种方式，直流快充通过公共充电桩设备直接对电池充电，由于目前基础设施建设不全面，直流快充便利性不足；交流慢充通过车载充电机(obc)对电池充电，电动汽车直接与电网连接，由于交流充电桩成本低，建设灵活，是现阶段电动汽车的主要充电方式。在电动汽车发展初期，电动汽车电池容量较小，obc的功率在3.3kw左右；如今电动汽车电池容量增加了数倍，车载充电机的功率也提高到6.6kw以上。为了进一步提高交流充电功率，obc向着三相/单相兼容的方向发展，其功率可以提高到11kw或22kw。
3.目前，三/单相兼容车载充电机的前级pfc变换器主要有两种方案，模块式和集成式。模块式的方案是基于现有的单相变换器，利用继电器或其他种类的可控开光，将其拼凑成可连接三相或单相电网运行的变换器。该方法的主要优势是开发成本低，不需要增加额外的技术研发成本；但是相对的，模块式的方案电路元件利用率低，功率密度较低。因此，工业界开始推出集成式的方案，基于经典两电平三相六桥（3phase 6bridge, 2l6b）臂拓扑构建的三相/单相兼容变换器，其在三相或单相运行电路复合，提高了元件利用率。两电平方案的缺点在于其交流侧电感伏秒较大，从而使得电感以及差模滤波器部分的体积大，限制了变换器的功率密度。


技术实现要素：

4.鉴于上述问题，提出了本发明以便提供一种克服上述问题或者至少部分地解决上述问题的技术方案。因此，本发明的一个方面，提供了一种三单相兼容misn变换器，其特征在于：三相交流电源与三相滤波电感l以及misn模块连接，所述三相交流电源与三相滤波电感l之间分别设置开关sa、sb、sc，所述中点o与所述三相交流电源连接开关so，并最终连接在开关s1、s2、s3、s4、s5、s6组成的整流桥中点；三相运行时电路采用三相四线制接法，三相中性点连接在直流输出母线的中点o。
5.优选的，当选通开关sa、sb、sc、so全部闭合后，所述变换器就形成了三相兼容misn变换器；而选通开关sa、sb、sc中的任一个与so闭合后，所述变换器就形成了单相兼容misn变换器。
6.本发明还提供一种二极管整流型兼容misn变换器，其特征在于：三相交流电源与三相滤波电感l以及misn模块连接，并最终连接在二极管组成的整流桥中点；
三相运行时电路采用三相四线制接法，三相中性点连接在直流输出母线的中点o。
7.优选的，交流电源经滤波电感l以及misn模块与整流桥桥臂中点连接；交流电源经滤波电感l以及misn模块与整流桥桥臂中点连；交流电源经滤波电感l以及misn模块与整流桥桥臂中点连接。
8.优选的，a相等效电路中，misn变换器二极管模式为：在工频正半周期时，a相整流桥上管s1导通，桥臂中点电压；而在负半周期时，a相整流桥的下管s2导通，桥臂中点电压，所以是方波电压，vo是输出电压。
9.优选的，b相等效电路的电压电流的相位与a相等效电路中的电压电流的相位相差120
°
；c相等效电路的电压电流的相位与b相等效电路中的电压电流的相位相差120
°
。
10.本发明还提供一种基于二极管整流型兼容misn变换器的稳态电压计算方法，其特征在于：的基波电压与输入电压相等，即：其中，是角频率*时间，ua为输入电压的有效值；的基波电压表达式为：由此可以得到输出电压vo的表达式为：本发明还提供一种可控开关的三单相兼容misn变换器，该变换器是将二极管整流型三单相兼容misn变换器中的二极管替换为可控开关，其特征在于，具体包括：三相交流电源、开关、三相滤波电感l、misn模块以及可控开关和直流输出组成的三相桥臂；其中，三相交流电源的每一个都连接一个开关，每一个开关各自连接一个相同的滤波电感l，而各个滤波电感l分别与misn模块连接；三相交流电源的每一个对应的misn模块分别连接三相桥臂中可控开关的中点a、b、c，三相交流电源的另一个端均连接在直流输出母线的中点o。
11.优选的，所述misn变换器存在两个控制变量，即misn模块的占空比以及整流桥整流桥的占空比。
12.本发明还提供一种基于可控开关的三单相兼容misn变换器的稳态电压计算方法，其特征在于：采用了相角斩波调制的驱动方案，整流桥的中点电压增加了斩波角，其基波电压的表达式变为：此时根据稳态时输入电压等于该基波分量，可以推导出加入相角斩波调制后输出电压vo表达式：输出电压vo受到斩波角的影响，斩波角越大，稳态时输出电压vo越大。
13.本技术实施例中提供的技术方案，至少具有如下技术效果或优点：misn变换器在2l6b拓扑的基础上，在交流侧电感上串联misn多电平模块，可以有效减小电感以及滤波器的体积，进一步提高集成式三单相兼容pfc变换器的功率密度。
14.上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，还可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述说明和其它目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举本发明的具体实施方式。
附图说明
15.图1为三单相兼容misn变换器电路结构图；图2为三相兼容misn变换器电路结构图；图3为单相兼容misn变换器电路结构图；图4为misn模块中多个级联的h桥单元结构图；图5为二极管整流型三相兼容misn变换器电路结构图；图6为以a相导通为例的二极管整流型单相兼容misn变换器电路结构图；图7为misn变换器二极管模式的电路原理图；图8为稳态下，二极管整流型misn变换器的misn模块充放电平衡电路原理图；图9为可控开关的三相兼容misn变换器电路结构图；图10为可控开关的单相兼容misn变换器电路结构图；图11为基于可控开关的整流桥中点电压波形图；图12为加入整流桥相角斩波调制的电路工作原理图；图13为稳态下，可控开关型misn变换器的misn模块充放电平衡电路原理图；图14为变换器电压增益与斩波角的关系曲线。
具体实施方式
16.下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施例。虽然附图中显示了本公开的示例性实施例，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施例
所限制。相反，提供这些实施例是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。
17.本发明提供一种三单相兼容misn变换器，如图1所示，三相交流电源与三相滤波电感l以及misn模块连接，所述三相交流电源与三相滤波电感l之间分别设置开关sa、sb、sc，所述中点o与所述三相交流电源连接开关so，并最终连接在开关s1、s2、s3、s4、s5、s6组成的整流桥中点；三相运行时电路采用三相四线制接法，三相中性点连接在直流输出母线的中点o。
18.其中开关s1、s2、s3、s4、s5、s6包括可控开关或者不控开关，所述可控开关包括igbt、mosfet等；所述不控开关包括二极管。
19.当选通开关sa、sb、sc、so全部闭合后，所述变换器就形成了三相兼容misn变换器，如图2所示；而选通开关sa、sb、sc中的任一个与so闭合后，所述变换器就形成了单相兼容misn变换器，如图3所示。
20.如图4所示，所述misn模块由多个级联的单元构成，每个单元的电容电压为。本发明中misn模块拓扑可以使用级联h桥（cascadedh-bridge，chb）结构，如图4中的(a)所示，也可使使用飞跨电容(flying capacitor，fc)结构，如图4中的(b)所示。
21.本发明提供一种二极管整流型三单相兼容misn变换器，如图5所示，其中，将上述三单相兼容misn变换器中的可控开关s1、s2、s3、s4、s5、s6替换为整流二极管，形成新的变换器电路结构。具体为：三相交流电源与三相滤波电感l以及misn模块连接，并最终连接在二极管组成的整流桥中点；三相运行时电路采用三相四线制接法，三相中性点连接在直流输出母线的中点o。
22.三相二极管整流桥的中点相对中性点电压分别为，当选通开关sa、sb、sc、so全部闭合后，所述变换器就形成了二极管整流型三相兼容misn变换器；而选通开关sa、sb、sc中的任一个与so闭合后，所述变换器就形成了二极管整流型单相兼容misn变换器，如图6所示，为a相导通的情况。
23.单相运行模式下， a相等效电路如图7中的(a)所示，基于此分析二极管整流型misn变换器的电路原理。如图7中的(b)-(e)所示，为电路稳态时，a相等效电路的电压、电流波形。自上至下分别为输入电压，输入电流，二极管整流桥中点电压，以及misn输出电压。假设变换器可以实现功率因数校正，那么输入电流的跟踪输入电压。因此根据电流的方向可以判断，在工频正半周期时，a相整流桥上管s1导通，桥臂中点电压；而在负半周期时，a相整流桥的下管s2导通，桥臂中点电压，所以是方波电压，vo是输出电压。为了减小电感l上的电压，该变换器
使用misn模块承担输入电压与的差值，如图7中的（d）中所示为misn模块端口电压，其为多电平的电压，黑色粗线是的开关周期平均值，近似满足。此时的电感电压电压幅值很小。所以misn变换器有效降低了电感伏秒，有利于减小电感体积。
24.由于三相运行模式采用三相四线制接法，所以该分析结果可类比到三相运行模式。
25.b相等效电路工作原理和波形与a相等效电路工作原理和波形，其中，电压电流的相位与a相等效电路中的电压电流的相位相差120
°
。
26.c相等效电路工作原理和波形与a相等效电路工作原理和波形，其中，电压电流的相位与b相等效电路中的电压电流的相位相差120
°
。
27.在三相工作模式下，misn变换器的输出电压可以根据misn模块能量平衡来计算。
28.如图8所示，稳态时，misn模块充放电平衡，输入功率均由整流桥传输到负载，因此的基波电压与输入电压相等，即：其中，是角频率*时间，ua为输入电压的有效值。
29.的基波电压表达式为：由此可以得到输出电压的表达式为：b相电路的基波电压和输出电压的计算使用与上述a相电路相同的计算公式和方法。
30.c相电路的基波电压和输出电压的计算使用与上述a相电路相同的计算公式和方法。
31.根据上述公式可以看出，由于中点电压的基波分量与输出电压vo比值是常数，因此二极管整流型的misn变换器输出电压不可控，会随着输入电压的变化而变化。
32.为了对输出电压进行控制，需要加入一个控制自由度来控制中点电压的基波分量与输出电压vo的比值关系，这样就可以控制输出电压与输入电压的比值关系，进而实现输出的调压。为实现这一目标，如图9所示，本发明还提供一种基于可控开关的三单相兼容misn变换器，将所述二极管整流型三单相兼容misn变换器中的整流二极管修改为
可控开关，例如mosfet、igbt等。此时misn变换器存在两个控制变量，即misn模块的占空比以及整流桥的占空比。
33.如图9所示，该变换器具体包括：三相交流电源、开关、三相滤波电感l、misn模块以及可控开关和直流输出组成的三相桥臂。其中，三相交流电源的每一个都连接一个开关，每一个开关各自连接一个相同的滤波电感l，而各个滤波电感l分别与misn模块连接，最后，三相交流电源的每一个对应的misn模块分别连接三相桥臂中可控开关的中点a、b、c。另外，三相交流电源的另一个端均连接在直流输出母线的中点o。
34.当选通开关sa、sb、sc、so全部闭合后，所述变换器就形成了基于可控开关的三相兼容misn变换器,如图10所示；而选通开关sa、sb、sc中的任一个与so闭合后，所述变换器就形成了基于可控开关的单相兼容misn变换器，如图10所示,为a相导通的情况。
35.为了降低电路损耗，整流桥的moseft频率不宜过高，处于低频开关状态。整流桥采用相角斩波调制方法，其桥臂中点电压波形如图11所示，在方波电压的基础上加入对称的斩波角，该调制方法将整流桥的开关频率降至极限，既保留整流桥中点电压控制能力，又保证整流桥处于最低开关频率工作。
36.单相运行时，a相等效电路图如图12中的(a)所示，如图12中的(b)中给出了输入电压以及整流桥中点电压的波形；为了减小交流侧电感上的伏秒，使用misn模块来承担输入电压与整流桥中点电压的差值，其波形如图12中的(c)中所示，为多电平波形，黑色粗线为其开关周其平均值，并且其数值近似满足：；电感电压如图12中的(d)所示，由此可以看到，整流桥加入新的驱动方案， misn模块仍然可以有效减小电感上的电压。
37.由于三相运行模式采用三相四线制接法，所以该分析结果可类比到三相运行模式。此时，b、c相等效电路图和a相等效电路图的结构和工作波形相同。
38.本发明采用了相角斩波调制的驱动方案，此时整流桥的中点电压如图13所示，与图8相比，整流桥的中点电压增加了斩波角，其基波电压的表达式变为：此时根据稳态时输入电压等于该基波分量，可以推导出加入相角斩波调制后输出电压表达式：因此，输出电压vo受到斩波角的影响。图14中绘制出了斩波角与电压增益
的变换关系，其中us是输入电压有效值；斩波角越大，稳态时电压增益m越大，因此通过调整斩波角的大小就可以控制输出电压。
39.在此处所提供的说明书中，说明了大量具体细节。然而，能够理解，本发明的实施例可以在没有这些具体细节的情况下实践。在一些实例中，并未详细示出公知的方法、结构和技术，以便不模糊对本说明书的理解。
40.类似地，应当理解，为了精简本公开并帮助理解各个发明方面中的一个或多个，在上面对本发明的示例性实施例的描述中，本发明的各个特征有时被一起分组到单个实施例、图、或者对其的描述中。然而，并不应将该公开的方法解释成反映如下意图：即所要求保护的本发明要求比在每个权利要求中所明确记载的特征更多的特征。更确切地说，如下面的权利要求书所反映的那样，发明方面在于少于前面公开的单个实施例的所有特征。因此，遵循具体实施方式的权利要求书由此明确地并入该具体实施方式，其中每个权利要求本身都作为本发明的单独实施例。
41.应该注意的是上述实施例对本发明进行说明而不是对本发明进行限制，并且本领域技术人员在不脱离所附权利要求的范围的情况下可设计出替换实施例。在权利要求中，不应将位于括号之间的任何参考符号构造成对权利要求的限制。