专利名称：开关调节器的制作方法
技术领域：
本发明涉及开关调节器，更具体地涉及高频开关系统的直流稳压电源。
迄今为止，为了从市电电源得到直流恒压，已采用了各种开关调节器。
图10示出了这种传统开关调节器的示意性电路图。图中所示的一个示例性调节器在其初级侧上包含一个主电路，该主电路由一个交流电源100、一个全波整流器102、一个输入平滑电容器104、高频变压器106的一个初级绕组以及诸如一个FET108(场效应晶体管)的一个高频半导体开关元件构成。FET108的控制极连接到一个脉冲宽度调制(PWM)控制电路111的一个控制极输出端上。在其次级侧上，调节器包含一个主电路，该主电路由高频变压器106的一个次级绕组、一个整流二极管110、一个换向续流二极管112、一个平滑扼流圈114及一个输出平滑电容器116构成。次级侧上的主电路的一个输出端连接到一个输出电压检测电阻器118与一个分压电阻器120以及一个负荷122的一个负荷电路上。输出电压检测电阻器118与分压电阻器120之间的分压连接到脉冲宽度调制控制电路111的一个输入端上。
在这种类型的开关调节器中，来自交流电源100供应的交流电压受到全波整流器102的全波整流，然后受输入平滑电容器104的平滑，从而生成一个包含图11(a)中所示的波纹成分的直流电压。FET108将该直流电压转换成一个高频脉冲电压，并由高频变压器106变换成所需的电压。这样变换成的高频脉冲电压经过整流二极管110、换向续流二极管112、平滑扼流圈114及输出平滑电容器116的平滑，最终得出图12中所示的一个直流电压。
如果交流输入电压与负荷保持不变，则高频脉冲电压的脉冲宽度不变，从而一个直流恒定电压Vo总是作用在负荷上。然而，由于输出电压Vo将随交流输入电压或负荷的波动而改变，脉冲宽度调制控制电路111便按照从输出电压检测电阻器118与分压电阻器120之间的分压测出的电压变化△V改变一待输出到FET108的控制极的信号，以便将初级侧高频脉冲电压的脉冲宽度控制成保持输出电压Vo不变。
然而在上述传统开关调节器中，包含图11(a)中所示的波纹成分的直流电压是跨接输入平滑电容器104作用的，并且电流集中于波纹成分的充电。结果，交流输入电流变成包含许多诸如图11(b)中所示的三次与五次谐波的奇次谐波的非线性波形。因此，这种类型的开关调节器的传送会导致诸如高频故障等新问题，使得在输入配电线路中的变电站上的变压器升温或产生异常的声音。另外，还出现一个问题，由于超前功率因数而大量的无功电流分量流过，导致布线电容增加。再者由于初级侧输入平滑电容器104平滑的是低频交流输入电压，便增加了电容，设备是大型的并且增加了成本。这种传统调节器的功率因数极限最大为60至70％。
为了解决上述问题，本发明人提出了一种省略了初级侧平滑电容器104的改进型开关调节器。该开关调节器是这样构成的，使得经过全波整流的高频脉冲电压从初级侧作用在次级侧上，并由设置在次级侧上的一个平滑电路生成直流电压。这一配置用省略图10中所示的初级侧平滑电容器104来改进功率因数。
然而，即使用这种发明人改进的调节器，仍然遗留着必须将输出平滑电容器116制造得尽可能小，以及当电容器116变小时，输出侧上的直流电压中会出现波纹成分的问题。这便是在大负荷的情况中，如图13中所示，波纹电压与交流输入电压成为0V的时间同步出现。不增加输出平滑电容器的电容，便不能减小波纹电压，并且即使用这种改进的调节器，功率因数最大也只是85％。
本发明是为解决传统开关调节器的上述问题而作出的，因此本发明的一个目的为通过以非常简单的方法提升输入侧高频电压的低压区来改进次级侧平滑电容器的充电效率而提供一种在功率因数、减小尺寸及降低成本方面有所改进的开关调节器。
为了达到上述目的，本发明提供了一种开关调节器，包括一个初级侧电路，包含不带平滑电路的一个整流电路，用于将一个高频脉冲输入电压作用在一个高频变压器的初级侧上；一个次级侧电路，包含在所述高频变压器的次级侧上的一个整流电路与一个平滑电路；一个叠置斩波电压形成电路，用于形成一个与初级侧电路的脉冲频率同步的斩波电压或一个锯齿形波电压，以将一个次级侧直流输出检测电压叠加在该斩波电压或锯齿形波电压上；一个控制电路，当该叠置斩波电压形成电路所形成的斩波电压或锯齿波电压超过一个参照电压时，该控制电路输出一个脉冲信号并根据输出的脉冲信号应用闩锁特征降低时钟脉冲的电平，并将该时钟脉冲保持到下一个时钟脉冲的上升沿，将时钟脉冲作为一个开关脉冲信号输出到初级侧电路；一个升压电路，在初级侧电路中的整流电路与高频变压器之间，具有互相平行配置的一条旁路与一个感应器；以及一个开关电路，用于按照输入电压波形控制流经感应器的电流。
以上述结构，当从交流电源输入到初级侧的一个交流电压被整流电路全波整流以后，它便被变换成正弦全波波形状态中的一个正弦波形高频脉冲电压，它并不经受开关操作的平滑处理。然后，将该正弦波形高频脉冲电压输出到次级侧并通过整流电路与平滑电路转换成一个平滑的直流输出电压，以便输出到一个负荷。另一方面，当次级侧上的正弦波形高频脉冲电压升高时，叠置斩波电压形成电路形成的叠置斩波电压或锯齿形波电压较早地超过了参照电压。因此，由于该脉冲信号是从一个超高速比较器以较高的速度输出的，控制电路中的时钟脉冲高速地降低电平，从而缩短了输出到开关元件的开关脉冲的脉冲宽度。这样，当正弦波形高频脉冲电压升高时，脉冲宽度被缩短到倒正弦波形，结果使直流输出电压保持恒定。
此外，当直流输出电压随交流输入电压或负荷的波动而改变时，便改变了叠置斩波电压超过参照电压的时间，从而改变了输出该脉冲信号的定时。结果，控制电路按照输出脉冲信号的变化应用闩锁特征使时钟脉冲的电平下降，并将时钟脉冲作为开关脉冲信号输出到初级侧电路的开关元件。从而，改变了开关元件的开关脉冲宽度，借此保持直流输出电压恒定。
本发明的最具特色的特征为在初级侧电路中加入了升压电路与开关电路。这便是，这些电路判断交流输入电压的幅值以便使电流能流经高压区中的旁路，并使具有预定频率的电流能通过低压区中的开关电路流向感应器侧。以这一操作，便在开关切断时，将感应器的自感在开关导通时生成的电压瞬时叠加在高频脉冲电压上。
从下面结合附图所作的描述中，本发明的上述及其它目的及特征将更为明显。
图1为展示按照本发明的开关调节器的示例性电路图；图2为展示按照本发明的第二脉冲宽度调制电路的示例性电解图；图3为被一个初级侧整流元件整流的全波整流波形；图4为展示本发明中的升压电路的一条电流路径的说明图；图5(a)与5(b)为展示按照本发明的一种电压升高状态的说明图；图6为展示成斩波的方法的说明图；图7为展示本发明中的脉冲宽度调制控制的一种状态的说明图；图8为按照本发明的另一个实施例的电路图；图9为按照本发明的又另一个实施例的电路图；图10为展示传统的开关调节器的示例性电路图；图11(a)与11(b)为在传统的开关调节器中跨接一个初级侧平滑电容器的电压的波形；图12为传统的开关调节器的输出电压波形；以及图13为在传统的开关调节器中出现波纹时的输出电压波形。
下面参照附图给出按照本发明的一个实施例的描述。
图1与2示出按照本发明的开关调节器的原理电路图。该电路中省略了传统的开关调节器电路的输入平滑电容器104。这一被省略的电容器104的功能由一个输出平滑电容器1兼任。在初级侧中整流电路2与高频变压器3之间设置一个升压电路5，并在整流电路2的输入侧上设置一个高频线路滤波器7。该电路还包括一个第一脉冲宽度调制控制电路13，用于与检测输入交流电压8的一个电压检测装置9所生成的一个信号同步地用预定的斩波频率驱动一个第一开关元件11；一个初级侧电路19，包括一个第二开关元件17，该开关元件是按照一个第二脉冲宽度调制控制电路15起动的，以便得到一个高频脉冲电压；以及与图10中所示的相似的一个次级侧电路21。
升压电路5中包括一条旁路23及一个感应器25，并且第一开关元件11使整流电路2输出的一个全波整流信号在输入电压的瞬时值为高的一个区中直接流到旁路23一侧，但在该瞬时值为低的一个区中流到感应器25一侧。第一开关元件11通过一个诸如超高速光耦合器或一个互感器之类的隔离耦合装置27连接到第一脉冲宽度调制控制电路13。在旁路23侧与感应器25侧上分别设置反向电流防止二极管29与31。如后面将描述的，在升压电路的输出侧与接地侧之间连接一个薄膜电容器33。这是因为在点B上的电压是事先升高的，并在接通第一开关元件11时，防止电力作用在高频变压器3上。
图2中同时示出的第二脉冲宽度调制控制电路15主要包括作为一个控制电路起动的一个辅助电压形成电路35及一个开关调节器IC(集成电路)37。电路15通过作为隔离耦合装置起动的一个光耦合器39连接到一个超高速比较器41及一个叠置斩波形成电路43上。辅助电压形成电路35从全波整流器2的输出中形成恒压，并通过一条线路45将其作为控制电压作用在开关调节IC37上。辅助电压形成电路35串联在超高速光耦合器39的一个光敏晶体管47、一个晶体管49的基极电流限制器电阻器51(以后描述)及一个泄漏电阻器53上。在本实施例中，是采用超高速光耦合器39作为隔离耦合的，然而，也可用互感器之类来代替。开关调节器IC37最好具有20KHz或以上的频率，并由包含具有时钟振荡频率与闩锁特征的过电流检测电路之类的一块PWM(脉冲宽度调制)控制专用IC构成，最好是东芳电气公司制造的型号M51996。为了便于说明，在图中所示的方框电路中，省略了一个振荡CR(控制)电路并假定是在IC37的框内。并且，将一个外部CR电路连接在开关调节器IC37上，可以随意确定开关频率。
一个过电流检测电阻器55连接在FET17的漏极上，并将过电流检测分压电阻器57与59连接在过电流检测电阻器55与FET17的漏极端之间的一个节点与开关调节IC37的一个接地端之间。将过电流检测分压电阻器57与59之间的分压输入到开关调节器IC37的一个OCP端，借此检测过电流。开关调节器IC的一个端Vcc通过晶体管49、一个极限分压电阻器61及分压电阻器59连接到接地端上。将极限分压电阻器61与分压电阻器59之间的分压输入到开关调节IC37的OCP端。晶体管49的基极连接到基极电流限制电阻器51与泄漏电阻器53之间的一个节点上。
叠置斩波形成电路43包括一个连接在一个换向续流二极管63的输出侧上的直流成分截止电容器65及由一个电阻器67与一个电容器69构成的一个CR积分电路上。输出电压检测电阻器71与分压电阻器73之间的一个节点连接在电阻器67与电容器69之间的一个节点以及超高速比较器41的一个输入端上。叠置斩波形成电路43形成一个与次级侧高频电压的开关频率同步的斩波电压，并将次级侧直流输出检测电压叠加在斩波电压上，从而将叠加的电压输入到超高速比较器41的一个输入端上。此后，将在其上叠加直流输出检测电压的斩波电压称为叠加斩波电压。
将从电阻器75及连接在次级侧电路的输出端上的一个参照电压元件(齐纳二极管)77得到的一个参照电压输入到超高速比较器41的一个非反相输入端，并在其输出端上将次级侧电路的输出电压作用在光耦合器39的一个发光二极管上。当叠加斩波电压或锯齿形波电压低于一个参照电压时，超高速比较器41的输出电压为H(高)电平，而当叠加斩波电压或锯齿形波电压超过该参照电压时，则超高速地将超高速比较器41的输出电压设置在L(低)电平上。超高速光耦合器39包括一个初级侧光敏晶体管及一个次级侧发光二极管，并且用于隔离初级侧电路与次级侧电路的目的。当一个电流流入发光二极管时，它便以超高速发光以便将光敏晶体管接通。采用超高速比较器41及超高速光耦合器39的一个目的为在一个随后的时钟脉冲升起以前立即处理一个时钟脉冲的电平下降。
下面描述如此构成的开关调节器的操作。
交流电源8提供的交流正弦波由全波整流器2整流成图3中所示的正弦波形状的全波脉动流波形，并提供给高频变压器3的初级侧。此时，电压检测装置9检测到交流输入电压，如果输入电压为一个恒定的参照电压VA或更低，便由第一脉冲宽度调制控制电路13将40KHz的开关脉冲信号作用在第一开关元件11(FET11)的控制极端上。
以FET11的这一操作，电流在输入电压为参照电压VA或更高的区中，通过整流器2从交流输入电压8直接流入旁路23中。反之，在输入电压低于参照电压VA的区中，电流还流入感应器25，如上所述。如图4中所示，当输入电压在低于参照电压VA的区中而FET11在接通状态中时，输入电流In流入用虚线指示的一条路径中。这是因为点B上的电压随存储在薄膜电容器33中的电荷升高。然后，当FET11被断开时，便立即由图中用正负号表示的在接通状态时存储在感应器25中的电磁能，在断开状态时跨接感应器25生成一个回扫电压。从而，由于自感自动势是叠加在输入电压上的，在这一情况中，所有电流都流入感应器25中，如点划线所示，并且在低压区中一个电压上升，这将在下面参照图5(a)与5(b)描述。
图5(a)与5(b)表示由于上述升压电路而产生的电压波形的改变，其中图5(a)为点A上的交流输入电压波形，而图5(b)则为经过全波整流后的在点B上的高频脉冲电压波形。不言而喻，图5(a)示出一个正弦波，而其中图5(b)中所示的具有相应π/2的峰值电压的两肩部分则是升高了的。反之，如果象传统的开关调节器那样没有升压电压，如图中用虚线所指示的，则在次级侧平滑电容器1的两端上的电压(即次级侧输出电压Vo)低于一个阈值电压Vt时，输入电压便降低到如虚线所指示的。阈值电压Vt由Vt＝n1/n2·Vo(1)表示，其中n1与n2分别为高频变压器在第一与第二侧上的匝数。因此，如果将使第一开关元件11工作的参照电压VA限定在由式(1)表示的阈值电压上，则在低于VA的低输入部分上的电压便被升高，如图5(b)中用实线所指示的，结果便改进了功率因数。
另一方面，由于在本实施例中，从第二脉冲宽度调制控制电路15将100KHz的开关脉冲信号作用在FET17的控制极上，图5(b)中用实线指示的初级侧电压受到FET17的开关(斩波)，而导致在次级侧上的一个高频载波。
受FET17开关的初级侧高频脉冲电压被高频变压器3变压，然后输出到次级侧。叠置斩波形成电路43形成与开关频率同步的一个斩波，并将其叠加在次级侧输出检测电压上。每当叠加斩波电压超过参照电压时，超高速比较器41便立即输出L信号，因此，一个电流便流入发光二极管中，从而接通光耦合器39，并且一个电流流到接通的晶体管49的集电极上。结果，电阻器61与59之间的分压优先于电阻器57与59之间的过电流检测电压，输入到开关调节器IC37的OCP端上。然后，开关调节器IC37利用闩锁特征使时钟脉冲的电平降低。在这一状态中，随后的时钟脉冲输出到作为一个开关信号端的FET17的控制极上。
如图6、图7中所示的，当交流市电输入电压低(Vin1)时，来自叠置斩波形成电路43的叠加斩波电压超过参照电压(Vref)的时间便推迟了，如从CR特征中显而易见的。然而，当电压升高时(Vin2 至Vin4)，便使叠加斩波电压超过参照电压的时间提前了。因此，当对应于交流输入8的一个假想的次级输出电压I升高时，便使图7中所示的超高速比较器41输出L电平的定时提前了，这样便使开关调节器IC37的OCP输入脉冲信号提前了。结果，当假想的次级输出电压升高时，便逐渐地提前开关调节器IC37中的时钟脉冲的电平下降的时间，如图7中用B所指示的，从而缩短了开关脉冲信号的宽度。图7中的字符E、P与I表示叠加斩波电压、时钟脉冲与交流输入电压。
在这一方法中，由于开关脉冲信号是宽度调制的，次级侧高频脉冲电压C是如图7中所示具有倒正弦波形的，它是成形为当输入电压低时Ton较长，而当交流输入电压接近相位π/2的峰值电压时则被缩短。这便是，流经高频变压器3的初级与次级侧的电流具图7中用C示出的高频脉冲电压相似的波形。
整流二极管81再一次将次级侧高频脉冲电压转换成直流电压，然后由换向续流二极管63、平滑扼流线圈83与输出平滑电容器1加以平滑并输出之。此时的直流输出电压由下式(2)表示Vo＝Ton/T×Vin(2)在本例中，Ton是控制成上述例正弦波的，且Vin为一个弦波形，因此输出电压Vo具有平的直流波形，如图7中用D所示。
如上所述，如果交流输入电压与负荷都是恒定的，则第二脉冲宽度调制控制电路15将图7中所示的驱动脉冲信号输出到FET17以便开关FET17，借此得到跨接负荷的一个直流输出电压Vo。如果交流输入电压或负荷的波动要升高输出电压Vo时，叠置斩波形成电路43所形成的叠架斩波电压便按照其变化而增加。因此，叠加斩波电压超过参照电压的时间便完全提早了，并且输入脉冲信号提前输入到开关调节器IC37的OCP端上，从而完全缩短了开关信号的脉冲宽度。结果，次级侧高频脉冲电压的脉冲宽度便被完全地缩短，从而减小Ton，并且如从式(2)中显而易见的，输出电压Vo得以降低并保持恒定。于是采用这种结构，与传统的结构相比，能够实现98％的极高的功率因数。
用图8与9中所示的方法执行的本发明中的第一开关元件11的开关系统对于大的输出信号更为有利。图8中示出了一个电路，其中在整流电路2与升压电路5之间设置了一个升压隔离变压器87。这种结构使开关元件11的电容进一步降低，这是因为流经开关元件11的电流在升压隔离变压器87的初级侧上流动。结果，这一系统使电容比回扫系统的电容相对地较大。
随后，图9中所示的电路也提供了一个升压变压器87。在该电路中，双向电流用后备隔离变压器87以及四个开关89、91、93与95流动，借此增进升压隔离变压器87的使用效率。从而，由于交流电流在升压隔离变压器87的次级侧上流动，它便被感应器25的前级上的整流电路97所整流。在上述结构中，图8中所示的电路适用于中等电容，而图9中所示的电路则适用于大电容。
如上所述，本发明能获得下述突出优点。当在高频变压器的初级侧上直接转换正弦波式的全波整流波形，并在次级侧上输出以倒正弦波形式调制的高频脉冲时，便由设置在初级侧上的升压电路将感应器生成的自感电动势叠加在输入电压上。因此，升高了交流输入电压的低压区，从而显著地改进了功率因数。这时，由开关元件导通的开关操作的频率是极高的，并将开关操作所得到的高频脉冲通过次级侧扼流线圈作用在输出平滑电容器上。从而，改进了功率因数，并减少了无功电流，并可减少扼流线圈与平滑电容器的尺寸。
没有大电容的输入平滑电容器用于平滑初级侧上的低频电流。次级侧输出平滑电容器平滑高频脉冲，并且设置在输入侧上的升压电路明显地减少波纹电流。此外，与传统的输入平滑电容器及输出平滑电容器两者的电容之和相比，明显地减小了电容，从而对设备的小型化与降低成本能作出很大的贡献。
对本发明的较佳实施例的上述描述是为了示例与说明的目的而提出的。并不旨在穷尽或限制本发明在所公开的精确形式上，并且从上述教导或通过本发明的实践，有可能作出修正与变化。实施例是为了说明本发明的原理及其实际应用而选择与描述的，以便熟悉本技术的人员能够在各种实施例及具有适合于特定的用途设计的各种变型中利用本发明，本发明的范围是由所附的权利要求书及其等价物定义的。
权利要求
1.一种开关调节器，包括一个初级侧电路，包含一个不带平滑电路的整流电路，用于将一个高频脉冲输入电压作用在一个高频变压器的初级侧上；一个次级侧电路，包含在所述高频变压器的次级侧上的一个整流电路及一个平滑电路；一个叠置斩波电压形成电路，用于形成一个与所述初级侧电路的脉冲频率同步的斩波电压或锯齿形波电压，以便将一个次级侧直流输出检测电压叠架在该斩波电压或锯齿形波电压上；一个控制电路，当所述叠置斩波电压形成电路所形成的斩波电压或锯齿形波电压超过一个参照电压时，输出一个脉冲信号，并在输出的脉冲信号的基础上利用闩锁特征降低一个时钟脉冲的电平，并保持该时钟脉冲直到后面的时钟脉冲的上升沿，以便将该该时钟脉冲作为一个开关脉冲信号输出到所述初级侧电路；以及一个升压电路，具有在所述初级侧电路中的所述整流电路与所述高频变压器之间相互平行配置的一条旁路及一个感应器。
2.权利要求1中提出的一种开关调节器，还包括一个开关电路，用于按照一个输入电压波形控制流经所述感应器的一个电流。
全文摘要
开关调节器，包括初级侧电路，具有不带平滑电路的整流电路；次级侧电路，包括在高频变压器的次级侧上的整流电路及平滑电路；叠置斩波电压形成电路，用于形成斩波电压或锯齿形波电压；控制电路，形成的斩波电压或锯齿形波电压超过一参照电压时，输出一脉冲信号，并利用闩锁特征降低一时钟脉冲的电平，保持该时钟脉冲至下一时钟脉冲的上升沿；升压电路，具有在初级侧电路中的整流电路与高频变压器之间互相平行配置的一条旁路及一感应器。
文档编号H02M3/158GK1111771SQ94119080
公开日1995年11月15日 申请日期1994年12月17日 优先权日1993年12月17日
发明者原弘人 申请人:日本普罗电源会社