电源转换系统的制作方法

专利名称：电源转换系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及电源转换系统，尤其是通过转换器将交流电转换成直流电，然后通过逆变器进一步将其转换成任意频率的交流电，以此来驱动和控制感应电动机，并藉此抑制由直流环节电压脉冲产生的转矩脉动。
一般说来，在通过转换器将来自于电源的交流电转换成直流电，然后利用一直流电容器平滑此直流电并进一步将平滑过的直流电转换成任意频率的交流电来驱动和控制感应电动机的系统中，由于高次谐波叠加到从转换器流向直流电容器的电流上而使直流环节电压产生脉动。
在三相电源中，直流环节电压的脉冲频率6倍频于电源频率fso(为6fso)，在单相电源中，它是电源频率fso的两倍(为2fso)。
另一方面，当通过一逆变器从直流电压产生三相交流电时，相电流和转矩脉动的搏动现象由直流环节电压的波动产生，它们将成为难题。
相电流的搏动现象中相电流通过直流环节电压的波动频率和逆变器输出频率fi之间的差频被振荡，当考虑到转矩时，直流环节电压的波动频率的转矩脉动产生。
尤其是在单相电源中，因为直流环节电压的波动频率低这将成为一7个难题。
当电源频率为50/60Hz时，直流环节电压的波动频率将变为100/120H7z。
所以近几年来，关于相电流的搏动现象，它的起因被假设归因于叠加到相电压上的正电压和负电压之间的不均衡，而且提供一种消除这种不均衡的控制方法，如文献1(“转换器/逆变器系统中抑制搏动现象的方法”，日本电气工程学院论文集D部分，Vol.109，No.5，p.363)。
下文中，通过图37抑制相电流搏动现象的一常规办法将被描述。
图37是描述一常规电源转换系统概要结构的实例的框图。
在图37中，此系统的结构为来自单相电源1的一单相交流电被一单相转换器2转换成直流电，然后被直流电容器3作平滑处理，再进一步被逆变器4转换成一任意频率的交流电以便驱动和控制感应电动机6。
另一方面，滑差角频率参考ωs*被一滑差频率控制器29计算，被加到由速度检测器7检测到的感应电动机6的速度(角频率)ωr上，这样逆变器4的输出角频率参考ωi*被计算出来。
而且，由电压检测器8检测到的直流电容器3的端电压的直流环节电压Vdc，直流环节电压Vdc的平均值Vdc*被平均值计算单元30计算且来自此平均值Vdc*的波动量ΔVdc被波动量计算单元18计算。接下来，由此平均值Vdc*来除来此波动量ΔVdc而得到的值被输入到增益/相位补偿器20中。
而且，通过补偿此增益和相位到两倍于电源频率fso的正弦波(频率为2fso)，增益和相位补偿的正弦波从增益/相位补偿器20被输出。
此输出是逆变器4的输出角频率的补偿值Δωi，并被加到逆变器4的输出角频率参考ωi*上以获取逆变器4的一输出角频率ωi。
接着，逆变器4的输出角频率ωi被积分器11进行积分以获取逆变器4的一输出电压相角θi，它是门控制器17的输入。
在这个门控制器17中，基于逆变器4的输出电压相角θi，产生逆变器4的门信号。
顺便说一下，在上述的文献1中，与电流搏动相联系的设置增益/相位补偿器的方法被分析得到。
而且，通过精细地调节增益和相位可以抑制转矩脉动。
然而，关于通过精细地调节增益和相位来抑制转矩脉动，其效果只能从仿真结果中得到，关于其本质未作任何阐述。
而且，尽管这种调节需要与操作状态相对应，它从理论上是不被支持的。因此，调节的方法还不很清晰且有实际调节较困难这样的问题。
本发明的目的是提供一高可靠性的电源转换系统，它能在任何操作状态下不需要任何调节或对于任何具有不同参数值的控制对象，根据理论上获取的补偿量正确进行补偿来有效地抑制转矩脉动。
本发明的这些和其它目的是通过提供一电源转换系统来实现的，此系统包括一将来自于电源的交流电转换为直流电的转换器，一平滑转换器输出的直流电的直流电容器，一将直流电容器平滑处理的直流电转换成一任意频率的交流电以驱动和控制一感应电动机的逆变器，一检测或计算感应电动机的磁通轴的单元，一计算正交于被检测或被计算的磁通轴的电流的单元，和一控制逆变器输出电压的相角的相位控制单元，以使正交于被检测或被计算的磁通轴的电流值被保持在一个恒定水平上。
根据本发明的一个方面，提供一电源转换系统，包括一将来自于电源的交流电转换为直流电的转换器，一平滑转换器输出的直流电的直流电容器，一将直流电容器平滑处理的直流电转换成一任意频率的交流电以驱动和控制一感应电动机的逆变器，一控制dq轴旋转坐标系(在此处，与感应电动机磁通轴一致的轴被假设为d轴，正交于d轴的轴被假设为q轴)上向量的向量控制单元，一检测或计算q轴分量电流的单元，和一控制逆变器输出电压相角的相位控制单元，以使被检测或被计算的q轴分量电流值被保持在一个恒定水平上。
根据本发明的另一个方面，提供一电源转换系统，包括一将来自于电源的交流电转换为直流电的转换器，一平滑转换器输出的直流电的直流电容器，一将直流电容器平滑处理的直流电转换成一任意频率的交流电以驱动和控制一感应电动机的逆变器，一检测或计算感应电动机的输入转矩的单元，和一控制逆变器输出电压相角的相位控制单元，以使被检测或被计算的输出转矩被保持在一个恒定水平上。
根据本发明的另一个方面，提供一电源转换系统，包括一将来自于电源的交流电转换为直流电的转换器，一平滑转换器输出的直流电的直流电容器，一将直流电容器平滑处理的直流电转换成一任意频率的交流电以驱动和控制一感应电动机的逆变器，一控制dq轴旋转坐标系(在此处，与感应电动机磁通轴一致的轴被假设为d轴，正交于d轴的轴被假设为q轴)上向量的向量控制单元，一检测或计算q轴分量电流的单元，一计算q轴初级电流指令值的单元，一计算被检测或被计算q轴分量电流值和被计算q轴初级电流指令值之差的单元，和一控制逆变器输出电压相角的相位控制单元，以使被计算的差变为零。
根据本发明的另一个方面，提供一电源转换系统，包括一将来自于电源的交流电转换为直流电的转换器，一平滑转换器输出的直流电的直流电容器，一将直流电容器平滑处理的直流电转换成一任意频率的交流电以驱动和控制一感应电动机的逆变器，一控制dq轴旋转坐标系(在此处，与感应电动机磁通轴一致的轴被假设为d轴，正交于d轴的轴被假设为q轴)上向量的向量控制单元，一检测或计算q轴分量电流的单元，和一控制逆变器输出频率的单元，以使被检测或被计算的q轴分量电流被保持在一个恒定水平上。
根据本发明的另一个方面，提供一电源转换系统，包括一将来自于电源的交流电转换为直流电的转换器，一将转换器输出的直流电转换为任意频率的交流电以驱动和控制一感应电动机的逆变器，一调节逆变器输出的交流电压向量的向量控制单元，以使当根据转换器输出的直流电的波动，磁通分量电流在由磁通轴和正交于此磁通轴的转矩轴组成的旋转坐标系上脉动时，由转换器校正而引起的状态量变为常数。
根据本发明的另一个方面，提供一电源转换系统，包括一将来自于电源的交流电转换为直流电的转换器，一将转换器输出的直流电转换为任意频率的交流电以驱动和控制一感应电动机的逆变器，一调节从磁通轴到由逆变器输出的交流电压向量相角的向量控制单元，以使当根据转换器输出的直流电的波动，磁通分量电流在由磁通轴和正交于此磁通轴的转矩轴组成的旋转坐标系上脉动时，由转换器校正而引起的状态量变为常数。
根据本发明的另一个方面，提供一电源转换系统，包括一将来自于电源的交流电转换为直流电的转换器，一将转换器输出的直流电转换为任意频率的交流电以驱动和控制一感应电动机的逆变器，一调节逆变器输出频率的向量控制单元，以使当根据转换器输出的直流电的波动，磁通分量电流在由磁通轴和正交于此磁通轴的转矩轴组成的旋转坐标系上脉动时，由转换器校正而引起的状态量变为常数。
根据本发明的另一个方面，提供一电源转换系统，包括一将来自于电源的交流电转换为直流电的转换器，一将转换器输出的直流电转换为任意频率的交流电以驱动和控制一感应电动机的逆变器，一调节磁通分量电压和转矩分量电压的向量控制单元，以使当根据转换器输出的直流电的波动，磁通分量电流在由磁通轴和正交于此磁通轴的转矩轴组成的旋转坐标系上脉动时，转矩分量电流变为常数。
根据本发明的另一个方面，提供一电源转换系统，包括一将来自于电源的交流电转换为直流电的转换器，一将转换器输出的直流电转换为任意频率的交流电以驱动和控制一感应电动机的逆变器，一调节磁通分量电流的向量控制单元，以使磁通分量电流在根据转换器输出的直流电的波动，由磁通轴和正交于此磁通轴的转矩轴组成的旋转坐标系上脉动。
根据本发明的另一个方面，提供一电源转换系统，包括一将来自于电源的单相交流电转换为直流电的转换器，一将转换器输出的直流电转换为任意频率的交流电以驱动和控制一感应电动机的逆变器，一获取感应电动机次级磁通平均值(φ2*)的单元，一检测或计算从感应电动机次级磁通轴到输出电压轴的相角(ρ)的单元，一计算正交于次级磁通轴的转矩电流平均值(iq*)的转矩电流计算单元，一计算在感应电动机中给定的次级磁通频率(ωo)的磁通频率计算单元，一在转换器输出端和逆变器输入端检测或计算直流环节电压(Vdc)的单元，一从直流环节电压(Vdc)平均值计算直流环节电压波动量(ΔVdc)的单元，一检测或估价感应电动机旋转频率(fr)和角频率(ωr)的单元，一基于感应电动机的旋转频率(fr)和滑差角频率参考(fs*)来计算逆变器频率参考(fi*)的单元，一对逆变器频率参考(fi*)进行积分而获取的逆变器相角参考(θi*)的单元，一基于电动机旋转频率(fr)输入的方程(1A)-(4A)而获取逆变器相角(θi)的补偿值(Δθi)，电动机角频率(ωr)，直流环节电压波动量(ΔVdc)，相角(ρ)，拉普拉斯运算符，直流环节电压(Vdc)，次级磁通角频率(ωo)，传输函数(H1(s))，电动机初级电阻(R1)，电动机次级电阻(R2)，电动机初级自感(L1)，电动机次级自感(L2)和互感(M)的单元，一通过将补偿值(Δθi)与逆变器相角参考(θi*)相加而获取逆变器相角(θi)的单元，和一基于逆变器相角(θi)而控制逆变器输出电压的单元。Δθi=H1(s)ΔVdcVdc----(1A)]]>H1(s)=d2s2+d1s+d0c2s2+c1s+c0----(2A)]]>c2＝cosρc1＝a1cosρ+b1sinρc0＝a0cosρ+b0sinρ (3A)d2＝-sinρd1＝b1cosρ-a1sinρd0＝b0cosρ-a0sinρa1=R2L2+R12σL1]]>a0=R1R2σL1L2+R2ML2·ω0iq*φ2*]]>b1=ω0-R2ML2·iq*φ2*----(4A)]]>b0=R2L2ω0+R1M2σL1L2ω1-R12R2MσL1L2·iq*φ2*]]>R12=R1+R2M2L22]]>σ=1-M2L1L2]]>
这里，由转换器校正而引起的状态量由一转矩分量电流、感应电动机的转矩、消耗在逆变器中的能量、流向逆变器的电流和逆变器的输出电流组成。
联系所附带的图，随着参考以下详细描述而加深的理解，将获取对本发明更全面的了解和它的许多相伴的优点。在这些图中

图1是根据本发明第一实施例的电源转换系统概要结构实例的框图；图2是根据本发明第二实施例的电源转换系统概要结构实例的框图；图3是根据本发明第三实施例的电源转换系统概要结构实例的框图；图4是根据本发明第四实施例的电源转换系统概要结构实例的框图；图5是根据本发明第五实施例的电源转换系统概要结构实例的框图；图6是根据本发明第六实施例的电源转换系统概要结构实例的框图；图7是根据本发明第七实施例的电源转换系统概要结构实例的框图；图8是根据本发明第八实施例的电源转换系统概要结构实例的框图；图9是根据本发明第九实施例的电源转换系统概要结构实例的框图；图10是根据本发明第十实施例的电源转换系统概要结构实例的框图；图11是根据本发明第十一实施例的电源转换系统概要结构实例的框图；图12是描述dq轴旋转坐标系中逆变器输出电压的向量实例的框图；图13是根据本发明第十二实施例的电源转换系统概要结构实例的框图；图14是dq轴输出电压相角和输出电压向量间的关系图；图15是描述补偿量计算单元概要结构的框图；图16是补偿增益和补偿相位间的关系图；图17是描述电动机在dq轴旋转坐标系上产生转矩的图；图18是当dq轴旋转坐标系中直流环节电压在波动和转矩脉动被抑制时的向量图；图19是描述带有转矩脉动的dq轴输出电压的波动量轨迹的向量图；图20是描述不带有转矩脉动的dq轴输出电压的波动量轨迹的向量图；图21是描述不应用非搏动控制的仿真结果的图；图22是描述应用常规的非搏动控制系统的仿真结果的图；图23是描述应用本发明的非搏动控制系统的仿真结果的图；图24是根据本发明第十三实施例的电源转换系统的部分概要结构实例的框图；图25是根据本发明第十四实施例的电源转换系统的部分概要结构实例的框图；图26是根据本发明第十五实施例的电源转换系统的部分概要结构实例的框图。
图27是根据本发明第十六实施例的电源转换系统的部分概要结构实例的框图；图28是根据本发明第十七实施例的电源转换系统概要结构实例的框图；图29是根据本发明第十八实施例的电源转换系统概要结构实例的框图；图30是根据本发明第十九实施例的电源转换系统概要结构实例的框图；图31是根据本发明第二十实施例的电源转换系统概要结构实例的框图；图32是根据本发明第二十一实施例的电源转换系统概要结构实例的框图；图33是根据本发明第二十二实施例的电源转换系统概要结构实例的框图；图34是根据本发明第二十三实施例的电源转换系统概要结构实例的框图；图35是根据本发明第二十四实施例的电源转换系统概要结构实例的框图；图36是描述dq轴旋转坐标系中逆变器输出电压的一向量的图；及图37是描述常规电源转换系统概要结构实例的框图。
现在参考附图，在其中类似的引用数字在所有的几个视图中都指示着相同或相对应的部分，本发明的多个实施例将被描述如下。
图1是根据本发明第一实施例的电源转换系统概要结构实例的框图，相同的引用数字被指派到图13所示的相同部分上。
在图1中，电源转换系统是这种结构，即来自于单相电源1的单相交流电被单相转换器2转换成一直流电，被直流电容器3平滑处理，并进一步被逆变器4转换成一任意频率的交流电以驱动和控制感应电动机6。
另一方面，此电源转换系统中的控制系统是所谓的向量控制系统。
此向量控制系统是一将电流、电压和磁通作为定义为dq轴(dq轴旋转坐标系)的旋转坐标系中向量控制的系统。
而且，此向量控制系统是文献2(“电气装置工程II”，日本电气工程学院)等公开的技术且很多系统被推出。
图1所示根据此实施例的向量控制系统结构被称为通过正确控制滑差角频率产生与d轴方向一致的感应电动机次级磁通的滑差频率类型向量控制系统。而且，这种结构没有电流次回路。
接下来，根据此实施例的向量控制系统结构将被具体地描述如下。
在图1中，通过输入一d轴次级磁通指令值φ2d*和一转矩指令值Tm*，并将其加到由速度检测器7检测的感应电动机6的速度(角频率)ωr上，滑差角频率参考ωs*被滑差角频率计算单元10计算，逆变器4的输出角频率ωi被计算。
而且，通过积分器11对逆变器4的输出角频率ωi进行积分，逆变器4的输出电压相角参考值θi*被计算。
另一方面，通过输入d轴次级磁通指令值φ2d*，d轴的初级电流指令值id*被d轴电流指令计算单元12计算。
而且，在q轴电流指令计算单元13中，通过输入d轴次级磁通指令值φ2d*和转矩指令值Tn*，q轴的初级电流指令值iq*被计算。
而且，在d轴电压指令计算单元14和q轴电压指令计算单元15中，通过输入d轴初级电流指令值id*和q轴初级电流指令值iq*，d轴电压指令值Vd*和q轴电压指令值Vq*被相应地计算。
另一方面，在坐标系转换器16中，从dq轴旋转坐标系上的d轴电压指令值Vd*和q轴电压指令值Vq*，d轴的电压指令值大小|V|和电压指令向量(Vd*和Vq*)的相角θv*被计算。
为获取逆变器4的输出电压的相角θv，此相角θv*被加到后面描述的补偿量Δθv上。此时，通过将此相角θv加到逆变器4的输出电压相角参考θi*上，逆变器4的输出电压相角θi被计算。
而且，在门控制器17中，基于逆变器4的输出电压相角θi，逆变器4的门信号被产生。
此处在图1中，当逆变器4以脉冲模式被操作时，向量控制系统被组建。
这也是被文献3(“电压修复模式中的向量控制”，1995年日本电气工程学院召开的国际会议中工业应用部分，No.196)公开的。
另一方面，在磁通指令修正器9中，dq轴旋转坐标系上输出电压指令值大小|V|和直流环节电压Vdc的大小被比较，并通过修正次级磁通参考φdref以使它们一致，d轴次级磁指令值φ2d*被输出。
而且，在向量控制中，由于次级磁轴与d轴一致，q轴初级电流iq成为正交于磁通轴的电流。
而且认为，为了执行向量控制，q轴初级电流iq与它的指令值iq*相一致。
在此连接中，q轴初级电流iq可能通过dq轴上感应电动机6的实际相电流的坐标转换被计算。
另一方面，在电压检测器8中，直流环节电压Vdc被检测且直流环节电压Vdc的波动量ΔVdc被波动量计算单元18计算。
而且，在补偿量计算单元19中，通过输入直流环节电压Vdc、直流环节电压Vdc的波动量ΔVdc、逆变器4的输出角频率ωi、感应电动机6的速度(角频率)ωr、d轴次级磁通指令值φ2d*、q轴初级电流指令值iq*和逆变器4输出电压相角θv，根据下列方程(1)-(4)，逆变器4输出电压的相角θv的补偿量Δθv被计算。Δθv=H1(s)ΔVdcVdc----(1)]]>H1(s)=d2s2+d1s+d0c2s2+c1s+c0----(2)]]>c2＝cosθvc1＝a1cosθv+b1sinθvc0＝a0cosθv+b0sinθv(3)d2＝-sinθvd1＝b1cosθv-a1sinθvd0＝b0cosθv-a0sinθva1=R2L2+R12σL1]]>a0=R1R2σL1L2+R2ML2·ωiiq*φ2d*]]>b1=ω1-R2ML2·iq*φ2d*----(4)]]>b0=R2L2ωi+R2M2σL1L22ωr-R12R2MσL1L2·iq*φ2d*]]>
此处，Δθv逆变器输出电压相角的补偿量Vdc直流环节电压ΔVdc直流环节电压的波动量s拉普拉斯运算符θv逆变器输出电压相角R1感应电动机的初级电阻R2感应电动机的次级电阻L1感应电动机的初级自感L2感应电动机的次级自感M感应电动机的互感R12R12＝R1+(R2·M2/L22)σσ＝1-M2/(L1·L2)ωi逆变器的输出角频率ωr感应电动机的速度(角频率)iq*q轴初级电流指令值φ2d*d轴次级磁通指令值而且，通过将逆变器4的输出电压相角的补偿量Δθv加到dq轴输出电压的相角参考θv*(它是坐标系转换器16的一输出)上，逆变器4的输出电压相角θv被计算。
此外，通过将逆变器4的输出电压相角θv加到相位参考θi*(它是dq轴旋转坐标系的d轴到一固定坐标a轴上的相位参考)上，逆变器4的输出电压最终相角θi被计算。
接着，基于逆变器4的输出电压相角θi，门控制器17中逆变器4的门信号被产生。
接下来，在如上所述的结构中，此实施例的电源转换系统的操作将被解释。
一般说来，dq轴旋转坐标系上的感应电动机6的特性如方程(13)，(14)所示。
而且，产生的转矩Tm被方程(15)所表示。sidiqφ2dφ2q=-AσL1idiqφ2dφ2q+1σL1VdVqOO----(13)]]>A=R12-ω1σL1-MR2/L22-ωrM/L2ω1σL1R12ωrM/L2-MR2/L22-R2MσL1/L2OR2σL1/L2-ωsσL1O-R2MσL1/L2ωsσL1R2σL1/L2----(14)]]>Tm=ML2(iq·φ2d-id·φ2q)----(15)]]>当d轴被选择以使它与次级磁通轴相一致时，次级磁通的q轴分量φ2q变为0，且坐标的旋转速度ωi与次级磁通的旋转速度ωφ一致。
因此，方程(13)-(15)可被转换为如下所示的方程。sidiqφ2d=-A′σL1idiqφ2d+1σL1VdVqO----(16)]]>A′=R12-ωφσL1-MR2/L22ωφσL1R12ωrM/L2-R2MσL1/L2OR2σL1/L2----(17)]]>Tm=ML2·iq·φ2d----(18)]]>这里，dq轴旋转坐标系中每个状态量的平均值被冠以“—”来表示且每个状态量的波动量被冠以“Δ”来表示。id＝id+ΔidVd＝Vd+ΔVdiq＝iq+ΔiqVq＝Vq+ΔVq(19)φ2d＝φ2d+Δφ2dTm＝Tm+ΔTm涉及波动量的状态方程将描述如下。sΔidΔiqΔφ2d=-A′σL1ΔidΔiqΔφ2d+1σL1ΔVdΔVqO----(20)]]>ΔTm=ML2(i‾q·Δφ2d+Δiq·φ‾2d)----(21)]]>
考虑到d轴次级磁通的波动量Δφ2d和转矩电流的波动量Δiq而对方程(20)求解并将此解代入到方程(21)中，可能通过dq轴输出电压波动量ΔVd，ΔVq来表示转矩波动量ΔTm。ΔTm=MσL1L2det(A′)(-N(s)ΔVd+D(s)ΔVq)----(22)]]>N(s)＝b1s+b0D(s)＝s2+a1s+a0(23)b1=ωφ-R2ML2·i‾qφ‾2d]]>b0=ωrR2M2σL1L22+ωφR2L2-R12R2MσL1L2·i‾qφ‾2d]]>a1=R12σL1+R2L2----(24)]]>a0=R1R2σL1L2+ωφR2ML2·i‾qφ‾]]>假设转矩波动为零，波动量ΔVq和dq轴输出电压的ΔVq之间的关系被计算。ΔTm＝0 (25)ΔVq＝H4(S)ΔVd(26)H4(s)=N(s)D(s)----(27)]]>
当d轴输出电压的波动量ΔVd和q轴输出电压波动量ΔVq具有以上方程所示的关系时，可能抑制转矩脉动。
接着，dq轴输出电压的波动量ΔVq、ΔVq和输出电压向量
之间的关系被得到(下文中向量符号→被省略)。图12描述了dq轴旋转坐标系上逆变器4的输出电压向量V。假设次级磁通轴d轴是实轴且q轴是虚轴，电压向量V可被下列方程表示。此处，
是dq轴的转换系数。V‾=23Vdcejθv----(28)]]>此处，Vdc是直流环节电压且θv代表d轴上的相角，即输出电压向量的次级磁通轴。且Vdc和θv分别为平均值和波动量。
而且，下标—和Δ分别代表平均值和波动量。
Vdc＝Vdc+ΔDdc(29)θv＝θv+Δθv关于向量波动量ΔV，下列方程对由方程(28)表示的dq轴输出电压向量V有效。ΔV‾=23(ΔVdcejθv+jVdcejθvΔθv)----(30)]]>由方程(30)表示的电压向量的向量波动量ΔV被方程(32)中波动量ΔVd，dq轴输出电压ΔVq所表示。ΔVdΔVq=REAL(ΔV‾)IMAG(ΔV‾)=23cosθv-sinθvsinθvcosθvΔVdcVdcΔθv----(32)]]>
方程(32)表示dq轴电压受直流环节电压的波动量ΔVdc所影响。同时它也表明dq轴电压可通过控制输出电压相角θv被控制。
当方程(32)所表示的dq轴输出电压的波动量满足方程(26)所示的条件方程时，就可能抑制转矩脉动。
接着，通过将方程(32)代入到方程(26)中，补偿量Δθv被得到。Δθv=H1(s)ΔVdcVdc----(33)]]>H1(s)=d2s2+d1s+d0c2s2+c1s+c0----(34)]]>c2＝cosθvd2＝-sinθvc1＝a1cosθv+b1sinθvd1＝b1cosθv-a1sinθv(35)c0＝a0cosθv+b0sinθvd0＝b0cosθv-a0sinθv接着，通过将由方程(33)计算的计算量Δθv加到输出电压相角参考值θv*上，逆变器4的输出电压相角θv被计算。
θv＝θv*+Δθv(36)上述的方程(1)，(2)，(3)和(4)分别与方程(33)，(34)，(35)和(36)相一致。
然而，方程(4)和(24)的不同在于计算中使用的变量是指令值或平均值。
然而，假设与指令值相一致的响应在执行向量控制中被获取，不论是平均值还是指令都认为是相当的。
而且，用逆变器4输出频率替换次级磁通的旋转频率是因为次级磁通的波动比激励电流的波动要小得多以及次级磁通在dq轴坐标系上几乎是常数，且正因为此，次级磁通的旋转频率与逆变器4的输出频率(即dq轴旋转频率)相一致。
由上所述，可以看到通过控制逆变器4的输出电压相角θv，转矩可以控制在一个恒定水平上。
如上所述，在此实施例的电源转换系统中，随着逆变器4的输出电压相角θv被控制，抑制转矩电流脉冲成为可能。
而且，尽管激励电流是波动的，次级磁通并不跟随它。因此，由于次级磁通几乎接近恒定水平，由感应电动机6产生的转矩也几乎为常数且抑制转矩脉动成为可能。
即在理论基础上，随着逆变器4的输出电压相角的补偿量Δθv被正确得到，在任意操作状态或任意控制对象下不需要调节来抑制转矩脉动成为可能。
而且，在向量控制中，由于引入与次级磁通轴相一致的d轴而使向量被控制时，在不需要新的检测或计算磁通轴时可以容易地找到次级磁通轴，且由此可使在实际机器上进行调节成为可能。
这样，使得减小机械和电气系统的噪声和降低其故障率成为可能。
而且，当此实施例被应用到驱动电动车辆的感应电动机时，乘坐的舒适度可以被提高。
而且，本发明根据理论上获得的补偿量而正确进行补偿，并因此在任意操作状态下或对于具有不同参数的控制对象都可能抑制转矩脉动。所以，这可能很显著地减少调节所需要的时间和劳动。
图2是根据本发明第二实施例的电源转换系统概要结构实例的框图。与图1所示的相同部分将被赋予相同的引用数字且关于它们的解释被省略，此处仅描述它们之间不同的部分。
根据此实施例的电源转换系统中，仅有计算逆变器4的输出电压相角的补偿量Δθv部分的结构与第一实施例中所示的不同。
也即在图2中补偿量计算单元19通过将直流环节电压Vdc、直流环节电压Vdc的波动量ΔVdc、逆变器4的输出角频率ωt、感应电动机6的速度(角频率)ωr和逆变器4的输出电压相角θv输入到方程(5)-(8)中来计算逆变器4的输出电压相角的补偿量Δθv。Δθv=H2(s)ΔVdcVdc----(5)]]>H2(s)=d2s2+d1s+d0c2s2+c1s+c0----(6)]]>c2＝cosθvc1＝a1cosθv+b1sinθvc0＝a0cosθv+b0sinθvd2＝-sinθv(7)d1＝b1cosθv-a1sinθvd0＝b0cosθv-a0sinθva1=R2L2+R12σL1]]>a0=R1R2σL1L2----(9)]]>b1＝ω1b0=R2L2ωi+R2M2σL1L22ωr]]>此处，Δθv逆变器输出电压相角的补偿量Vdc直流环节电压ΔVdc直流环节电压的波动量s拉普拉斯运算符v逆变器输出电压相角R1感应电动机的初级电阻R2感应电动机的次级电阻L1感应电动机的初级自感L2感应电动机的次级自感M感应电动机的互感R12R12＝R1+(R2·M2/L22)σσ＝1-M2/(L1·L2)ωi逆变器的输出角频率ωr感应电动机的速度(角频率)而且，通过将补偿量Δθv加到逆变器相角参考值θi*上，逆变器的相角θv被计算。接着，通过将此相角θv加到逆变器4的输出电压相角参考值θi*上，逆变器4的输出电压相角θi被计算。
而且，通过将此逆变器相角θi输入到门控制器17中，一开关指令被输出到逆变器4中。
接下来，在如上所述的结构中，此实施例的电源转换系统的操作将被解释。
与影响转矩脉动ΔTm的次级磁通波动量Δφ2d相联系，下列方程从方程(20)中被得到。Δφ2d=1L2/R2s+1M·Δid----(37)]]>在普通的感应电动机6中被称作为次级时间常数的L2/R2为几百毫秒。
并且即使当激励电流id以单相电源1频率的2倍即100Hz或120Hz的频率波动时，次级磁通Δφ2d的波动量Δφ2d极小。
因此，假设转矩脉动仅依赖于转矩电流脉动，就可能通过抑制转矩电流脉动来减少转矩脉动。ΔTm≅ML2·φ‾2d·Δiq----(38)]]>抑制此转矩电流脉动的条件如下列方程所示。
Δiq＝0(39)当考虑转矩电流波动量Δiq方程(20)被求解且被代入到方程(39)中时，d轴输出电压的波动量ΔVd和q轴输出电压的波动量ΔVq之间的关系被得到。
ΔVq＝H3(S)·ΔVd(40)H5(s)=b1s+b0s2+a1s+a0----(41)]]>a1=R2L2+R12σL1,b1=ωφ----(42)]]>a0=R1R2σL1L2,b0=R2L2ωφ+ωrR2M2σL1L22]]>当d轴输出电压的波动量ΔVd和q轴输出电压的波动量ΔVq处于方程(40)所示的关系时，可能减少转矩电流脉动。
接着，当上述方程(40)被第一实施例中的方程(26)替代时，方程(5)到(8)被得到。
以后的解释与第一实施例中所描述的相同，因此此处将其省略。
如上所述，在此实施例的电源转换系统中，可能与第一实施例中的电源转换系统获得同样的结果。
此外，随着上面描述的磁通改变变小，这可能抑制转矩脉动。
而且，当与第一实施例中的电源转换系统相比较时，补偿量计算单元19的处理量可被减少，这使利用低处理能力的CPU实现转矩脉动的抑制成为可能。
图3是根据本发明第三实施例的电源转换系统概要结构实例的框图。与图1所示的相同部分将被赋予相同的引用数字且关于它们的解释被省略，此处仅描述它们之间不同的部分。
根据此实施例的电源转换系统中，仅有计算逆变器4的输出电压相角的补偿量Δθv部分的结构与第一实施例中所示的不同。
也即在图3中补偿量计算单元19通过将直流环节电压Vdc、直流环节电压Vdc的波动量ΔVdc、逆变器4的输出角频率ωi和输出电压相角θv输入到方程(9)-(12)中来计算补偿量Δθv。Δθv=H3(s)ΔVdcVdc----(9)]]>H3(s)=d1s+d0c1s+c0----(10)]]>c1＝cosθvc0＝a0cosθv+b0sinθvd1＝-sinθv(11)d0＝b0cosθv-a0sinθva0=R12σL1]]>b0＝ωi(12)此处，Δθv逆变器输出电压相角的补偿量Vdc直流环节电压ΔVdc直流环节电压的波动量s拉普拉斯运算符θv逆变器输出电压相角R1感应电动机的初级电阻
R2感应电动机的次级电阻L1感应电动机的初级自感L2感应电动机的次级自感M感应电动机的互感R12R12＝R1+(R2·M2/L22)σσ＝1-M2/(L1·L2)ωi逆变器的输出角频率而且，通过将补偿量Δθv加到逆变器相角参考值θi*上，逆变器的相角θv被计算。接着，通过将此相角θv加到逆变器相角参考值θi*上，逆变器的相角θi被计算。
而且，通过将此逆变器相角θi输入到门控制器17中，一开关指令被输出到逆变器4。
接下来，在如上所述的结构中，此实施例的电源转换系统的操作将被解释。
如上所述，d轴次级磁通的波动很小，因此，下列方程所示的假设被加到方程(20)的状态方程中。
Δφ2d＝0(43)在这种情况下，通过变形方程(20)，涉及dq轴电流波动量的状态方程将变为下列方程。sΔidΔiq=-A3σL2ΔidΔiq+1σL2VdVq-----(44)]]>A3=R12-ωφσL1ωφσL1R12----(45)]]>
因为次级磁通的波动较小，假设转矩脉动仅依赖于转矩电流脉动，就可能通过抑制转矩电流脉动来减少转矩脉动。ΔTm≅ML2·φ‾2d·Δiq----(46)]]>抑制此转矩电流脉动的条件如下列方程所示。
Δiq＝0 (47)当联系转矩电流波动量Δiq方程(44)被求解且将结果代入到上面方程中时，与d轴输出电压的波动量ΔVd和q轴输出电压的波动量ΔVq相关的方程按如下方式被得到。
ΔVq＝H6(s)ΔVd(48)H6(s)=b0s+a0----(49)]]>a0=R2σL1----(50)]]>b0＝ωφ根据上面的方程，使转矩电流波动量为零的d轴电压波动量ΔVd和q轴电压波动量ΔVq之间的关系被得到。
通过将方程(32)代入到上面方程中，直流环节电压Vdc的波动量ΔVdc和补偿量Δθv之间的关系被得到。
Δθv=H3(s)ΔVdcVdc----(51)]]>H3(s)=d1s+d0c1s+c0----(52)]]>c1＝cosθvc0＝a0cosθv+b0sinθv(53)d1＝-sinθvd0＝b0cosθv-a0sinθv方程(9)，(10)，(11)和(12)分别与方程(51)，(52)，(53)和(50)相一致。
然而，方程(12)和(50)的不同在于计算中使用的变量是指令值或平均值。然而，假设与指令值相一致的响应在执行向量控制中被获取，不论是平均值还是指令都认为是相当的。
而且，用逆变器4输出频率替换次级磁通的旋转频率是因为次级磁通的波动比激励电流的波动要小得多以及次级磁通在dq轴坐标系上几乎是常数，且正因为此，次级磁通的旋转频率与逆变器4的输出频率(即dq轴旋转频率)相一致。
如上所述，在此实施例的电源转换系统中，可能获得与上述第二实施例中的电源转换系统相同的效果。
而且，因为次级磁通的波动在此情况下不予以考虑，不可能和第二实施例中的电源转换系统那样严格地抑制转矩电流的波动，但补偿传输函数的数量级下降1。
这样，因为处理量可被减少，这使利用低处理能力的CPU实现转矩脉动的抑制成为可能。
图4是根据本发明第四实施例的电源转换系统概要结构实例的框图。与图1所示的相同部分将被赋予相同的引用数字且关于它们的解释被省略，此处仅描述它们之间不同的部分。
在根据此实施例的电源转换系统中，仅有计算逆变器4的输出电压相角的补偿量Δθv部分的结构与第一实施例中所示的不同。
也即在图4中增益/相位补偿量计算单元21通过将q轴初级电流指令值iq*、d轴次级磁通指令值φ2d*、逆变器4的输出角频率ωi、输出电压相角θv和感应电动机6的速度(角速度)ωr输入到方程(54)-(55)中来计算增益补偿值K和相位补偿值γ。
这里，增益补偿值K是在第一实施例中由方程(2)所表示的补偿传输函数的直流环节电压Vdc的波动频率分量的增益，即两倍于电源频率的频率分量的增益。
而且，相位补偿值γ是补偿传输函数的频率分量的相位。
K＝|H1(2jωso)| (54)γ＝arg{H1(2jωso)} (55)另一方面，在波动量计算单元18中，通过输入被检测或被估价的直流环节电压Vdc，在两倍于电源频率的频率上波动的正弦波ΔVdc被推导出。
而且，在增益/相位补偿器20中，通过将直流环节电压Vdc的波动量ΔVdc的正弦波修改方程(54)的补偿增益K和方程(55)的补偿相位差γ，一正弦波被产生。
例如，假设直流环节电压Vdc被检测的波动正弦波ΔVdc如方程(56)所表示，由增益/相位补偿器20产生的正弦波变为由方程(57)所表示。
ΔVdc＝ΔVsin(2ωsot+ψ) (56)K·ΔVsin(2ωsot+ψ+γ) (57)这里，ΔV是直流环节电压Vdc的波动幅度，且φ是直流环节电压Vdc波动的初始角。
而且，为计算逆变器4的输出电压相角，方程(57)所表示的由增益/相位补偿器20产生的正弦波被直流环节电压Vdc和补偿量Δθv划分。
相应地，在此实施例的电源转换系统中，可能获得与第一实施例中的电源转换系统相同的效果。
而且，当与第一实施例中的电源转换系统相比较时，因为动态计算不包括在补偿量计算过程中，它不需要存储过去的计算结果，这可能减少存储容量。
此外，它也可能进一步提高控制的稳定性。
而且，尽管此实施例是在第一实施例的基础上被描述的，当此实施例基于第二实施例或第三实施例上时，它可能得到同样的操作和效果。
图5是根据本发明第五实施例的电源转换系统概要结构实例的框图。与图1所示的相同部分将被赋予相同的引用数字且关于它们的解释被省略，此处仅描述它们之间不同的部分。
在根据此实施例的电源转换系统中，仅有计算逆变器4的输出电压相角的补偿量Δθv部分的结构与第一实施例中所示的不同。
即在图5中，在增益/相位补偿量参考单元22中，通过输入q轴初级电流指令值iq*、d轴次级磁通指令值φ2d*、逆变器4的输出角频率ωi、输出电压相角θv和感应电动机6的速度(角速度)ωr来计算增益补偿值K和相位补偿值γ。
此处，通过合并上面描述的输入参数，增益补偿值K和相位补偿值γ被事先计算，并被制成表格。通过输入参数，这些表格值K和γ被读出，因此，它们不被实时地计算。
增益/相位补偿量参考单元22的输出值根据方程(1)-(4)被计算。
另一方面，在波动量计算单元18中，通过输入被检测或被估价的直流环节电压Vdc，在两倍于电源频率的频率上波动的正弦波ΔVdc被推导出。
此外，在增益/相位补偿器20中，通过将直流环节电压Vdc的波动量ΔVdc的正弦波修改从增益/相位补偿量参考单元22中读出的增益K和相位差γ，一正弦波被产生。
例如，假设直流环节电压Vdc的被检测波动正弦波ΔVdc被方程(56)所表示，由增益/相位补偿器20产生的正弦波变为由方程(57)所表示。
而且，通过将由方程(57)所表示的增益/相位补偿器20中产生的正弦波除以直流环节电压Vdc，逆变器4的输出电压相角的补偿量Δθv被计算。
相应地，在此实施例的电源转换系统中，可能获得与第一实施例中的电源转换系统相同的效果。
而且，当与第一实施例中的电源转换系统相比较时，动态计算不包括在补偿量计算过程中，所以它不需要存储过去的计算结果，这可能减少存储容量。
此外，当与第四实施例中的电源转换系统相比较时，尽管为保存表而需要一定容量的存储区域，补偿量计算过程仅可被限制到表的读取过程，且因此对于每次控制不再要求计算增益和相位补偿值。
这样，因为处理量可被减少，这使利用低处理能力的CPU来进一步提高控制响应成为可能。
而且，尽管此实施例是在第一实施例的基础上被描述的，当此实施例基于第二实施例或第三实施例上时，它可能得到同样的操作。
图6是根据本发明第六实施例的电源转换系统概要结构实例的框图。与图1所示的相同部分将被赋予相同的引用数字且关于它们的解释被省略，此处仅描述它们之间不同的部分。
在根据此实施例的电源转换系统中，仅有计算逆变器4的输出电压相角的补偿量Δθv部分的结构与第一实施例中所示的不同。
即在图6中，转矩检测器23检测的由感应电动机6产生的转矩脉冲量被转矩脉冲检测器24所检测。
而且，逆变器4的输出电压相角参考θv*的补偿量Δθv被输出，用以通过将此转矩脉冲量输入到转矩脉冲抑制器25来抑制脉冲。
此外，通过将此补偿量Δθv加到逆变器4的输出电压相角参考θv*上，逆变器4的输出电压相角θv被计算。
相应地，在如上描述的此实施例的电源转换系统中，由于转矩被直接控制，根据转矩脉冲通过对逆变器4的输出电压相角的作用可能抑制转矩脉冲。
这样，它可能比第一到第五实施例中的电源转换系统更有效地抑制脉冲。
而且，它也可能有效地抑制转矩脉动以对抗参数错误(建模错误)、扰动等。
图7是根据本发明第七实施例的电源转换系统概要结构实例的框图。与图1所示的相同部分将被赋予相同的引用数字且关于它们的解释被省略，此处仅描述它们之间不同的部分。
在根据此实施例的电源转换系统中，仅有计算逆变器4的输出电压相角的补偿量Δθv部分的结构与第一实施例中所示的不同。
即在图7中，感应电动机6的相电流被一电流检测器5检测并被输入到一坐标系转换器26中。
而且，坐标系转换器26将三相电流转换成dq轴上的电流。
接着，q轴初级电流指令值iq*和一q轴初级电流iq之间的差(它是坐标系转换器26的输出)被输入到一q轴电流控制器27中。
而且，q轴电流控制器27将补偿量Δθv输出到逆变器4的输出电压相角参考上以使那边的输入变为零。
此外，通过将逆变器4的输出电压相角参考θv*的补偿量Δθv加到逆变器4的输出电压相角参考θv*上，逆变器4的输出电压相角θv被计算。
在此情况下，如在第一实施例的电源转换系统中解释的一样，逆变器4的输出电压相角θv与电流id和iq密切相关，且由此，通过控制输出电压相角θv，q轴初级电流iq可与其指令值iq*相一致地被引入。
相应地，在如上描述的此实施例的电源转换系统中，由于转矩被直接控制，根据转矩脉冲通过对逆变器4的输出电压相角的作用可能抑制转矩脉冲。
而且，如在第一实施例的电源转换系统中解释的一样，d轴次级磁通几乎是常数，且由此，通过抑制q轴初级电流的脉冲可能抑制转矩脉冲。
这样，它可能比第一到第五实施例中的电源转换系统更有效地抑制转矩脉冲。
而且，在第一实施例的电源转换系统中，补偿是正向馈给的。而在此实施例中，补偿是反向馈给的，它直接使q轴初级电流iq和其指令值iq*之差为零。因此，它可能有效地抑制转矩脉动以对抗参数错误(建模错误)、扰动等。
图8是根据本发明第八实施例的电源转换系统概要结构实例的框图。与图7所示的相同元素将被赋予相同的引用数字且关于它们的解释被省略，此处仅描述它们之间不同的部分。
在根据此实施例的电源转换系统中，仅有q轴电流控制器27的输出部分的结构与第7实施例中所示的不同。
即在图8中，q轴初级电流iq和q轴初级电流指令值iq*之差被输入到q轴电流控制器27中，它输出一补偿量Δωi到逆变器4的输出角频率ωi以使这个差变为零。
而且，通过将补偿量Δωi加到逆变器4的输出角频率参考ωi*上，逆变器4的输出角频率ωi被计算。
即，当逆变器4的输出电压相角θv通过第七实施例的电源转换系统中q轴电流控制器27被控制补偿时，此实施例的不同之处在于逆变器4的输出角频率ωi被控制以作补偿。
相应地，在此实施例的电源转换系统中，可能获得与第七实施例中的电源转换系统相同的效果。
而且，因为补偿是在逆变器4的输出角频率ωi的计算过程中进行的，当常规软件被使用时，在不需要作任何改动的情况下，将非搏动控制合并到从逆变器4的输出电压相角θv到基于逆变器4的输出电压相角θv的门控制部分的计算过程中成为可能。
于是，因为反相器4的输出电压相角θv的计算过程的后续部分可被通用，因此可能减少当完成它时编制软件的时间的费用。
图9是根据本发明第九实施例而描述的电源转换系统概要结构实例的框图。与图1所示的相同元素将被赋予相同的引用数字且关于它们的解释被省略，此处仅描述它们之间不同的部分。
在根据此实施例的电源转换系统中，仅有补偿量计算单元19的输出部分结构的结构与第一实施例中所示的不同。
即在图9中，由补偿量计算单元19所计算的逆变器4的输出电压相角的补偿量Δθv被输入到一伪微分器28中。
而且，在伪微分器28中，频率某一维的补偿量Δωi被伪微分补偿量Δθv所计算。
而且，通过将此角频率补偿量Δωi加到逆变器4的输出角频率参考ωi*上，输出角频率ωi被计算。
即，此实施例与第一实施例的不同在于当在第一实施例的电源转换系统中逆变器4的输出电压相角θv被控制补偿时，本实施例中逆变器4的输出角频率ωi被控制补偿。
相应地，在如上描述的此实施例的电源转换系统中，可能获得与第一实施例中的电源转换系统相同的效果。
而且，因为补偿是在逆变器4的输出角频率ωi的计算过程中进行的，当常规软件被使用时，在不需要任何改动的情况下，将通过控制频率来控制逆变器4的结构的硬件系统中的非搏动控制合并到从逆变器4的输出电压相角θv到基于逆变器4的输出电压相角θv的门控制部分的计算过程中成为可能。
这样，因为逆变器4的输出电压相角θv的计算过程的后续部分可以被公共地使用，使得实现时减少开发软件的时间和花销成为可能。
图10是根据本发明第十实施例的电源转换系统概要结构实例的框图。与图5所示的相同元素将被赋予相同的引用数字且关于它们的解释被省略，此处仅描述它们之间不同的部分。
在根据此实施例的电源转换系统中，仅有增益/相位补偿器20的输入和输出部分的结构与第五实施例中所示的不同。
即在图10中，增益补偿值K，即增益/相位补偿量参考单元22的输出，被乘以一角频率2ωso(此角频率为电源角频率ωso的两倍)并被输入到增益/相位补偿器20中。
而且，相位补偿值γ，即增益/相位补偿量参考单元22的输出，在被加上90度后被输入到增益/相位补偿器20中。
此外，增益/相位补偿器20的输出成为逆变器4的输出角频率ωi某一维上补偿量Δωi，同时此角频率补偿量Δωi被加到逆变器4的输出角频率参考ωi*上这样此输出角频率ωi被计算。
即，此实施例与第五实施例的不同在于当在第五实施例的电源转换系统中逆变器4的输出电压相角θv被控制补偿时，本实施例中逆变器4的输出角频率ωi被微分正弦波Δωi(它从逆变器4的输出电压相角的补偿量Δθv的正弦波微分而求得)控制补偿。
相应地，在如上描述的此实施例的电源转换系统中，可能获得与第五实施例中的电源转换系统相同的效果。
而且，因为补偿是在逆变器4的输出角频率ωi的计算过程中进行的，当常规软件被使用时，在不需要任何改动的情况下，将非搏动控制合并到基于逆变器4的输出电压相角θv(它来自于逆变器4的输出电压相角θv的计算)的门控制部分的处理过程中成为可能。
这样，因为逆变器4的输出电压相角θv的计算过程的后续部分可以被公共地使用，使得实现时减少开发软件的时间和花销成为可能。
此外，它也可能进一步提高控制的稳定性。
图11是根据本发明第十一实施例的电源转换系统概要结构实例的框图。与图4所示的相同元素将被赋予相同的引用数字且关于它们的解释被省略，此处仅描述它们之间不同的部分。
在根据此实施例的电源转换系统中，仅有增益/相位补偿量计算单元21的输出部分的结构与第四实施例中所示的不同。
即在图11中，增益补偿值K和相位补偿值γ，作为增益/相位补偿量计算单元21的输出，被分别加上补偿值K′和γ′(它们是增益校准器31和相位校准器32的输出)，且被输入到增益/相位补偿器20中。
在此情况下，考虑控制延迟和控制周期，补偿值K′和γ′被决定。
相应地，在如上描述的此实施例的电源转换系统中，可能获得与第四实施例中的电源转换系统相同的效果。
而且，因为对控制延迟和控制周期加以考虑时增益补偿和相位补偿可被实现，即使是在控制周期相对长的系统配置里，也可能抑制转矩脉动。
在第一到第十一实施例的电源转换系统中，当逆变器4在恒定电压变化频率(CVVF)模式下操作时，本发明的电源转换系统变得尤其有效。
即当逆变器4的操作模式是恒定电压变化频率(CVVF)模式时，输出电压的向量长度依赖于直流环节电压且不是任意可控制的，并因此搏动现象表现得很明显。在恒定电压变化频率(CVVF)的模式中，本发明的电源转换系统变得极其有效。
如上所述，根据本发明的电源转换系统，因为根据理论上获得的补偿量而使补偿被正确执行，使得在任意操作状态或针对具有不同参数的控制对象的情况下，无需作调整而极其有效地抑制转矩脉动成为可能。
这样，极大地减少调节所需要的时间和劳动成为可能。
而且，如一电源是单相型时，在逆变器输出频率大约为电源频率的两倍的情况下，抑制转矩脉动成为可能。
这样，可能减小机械和电气系统的噪声和降低其失效率。
而且，当此发明被应用到驱动电动车辆的感应电动机时，有可能提高乘坐的舒适度。
另一方面，因为不需要计算每一控制的补偿量，它可能减少处理量，使得利用一低处理能力的CPU可进一步提高控制响应。
此外，它也可能对建模错误、扰动等作出有效的反应。
而且，当常规软件被使用时，在不需要任何改动的情况下，将本发明的非搏动控制合并到基于逆变器输出电压相角(它来自于逆变器输出电压相角的计算)的门控制部分的处理过程中成为可能。
这样，因为逆变器输出电压相角的计算过程的后续部分可以被公共地使用，使得实现时减少开发软件的时间和花销成为可能。
而且，因为对控制延迟和控制周期加以考虑时相位补偿和增益补偿可被实现，即使是在控制周期相对长的系统配置里，它可能抑制转矩脉动。
下文中，参考所附的图，本发明的其它实施例将被详细地描述。
图13是根据本发明第十二实施例的电源转换系统概要结构实例的框图。一单相转换器102将电源101的单相交流电转换为一直流电，并由一逆变器104进一步将其转换为交流电并驱动一感应电动机106。电源101被假设为单相的。在这种情况下，因为一两倍于电源101频率的频率高次谐波被包含在从单相转换器102流向直流电容器103的电流中，直流环节电压在两倍于电源频率的频率上脉动。在此实施例中，操作逆变器104并驱动感应电动机106的控制系统被假设为所谓的向量控制系统。此向量控制系统是将电流、电压和磁通当作向量进行控制的系统且此控制在定义成dq轴的旋转坐标系中被实现。d轴被称为磁通轴，q轴被称为转矩轴。向量控制在多篇文献中是众所周知的技术，例如，上面所说的文献2，且已经存在许多系统。例如，在此实施例中，一电源转换系统就是这种结构，即在其中向量通过滑差频率类型向量控制而被控制，使得在不提供电路次回路的情况下通过正确控制滑差角频率而产生与d轴方向一致的感应电动机106的次级磁通。
向量控制系统118的结构将被具体地描述。一滑差频率计算单元110通过输入后面描述的一次级磁通指令值φ2d*和转矩指令值Tm*来计算一滑差频率参考ωs*。一加法器201通过加入一由速度检测器107检测的电动机速度ωr和滑差角频率参考ωs*来计算一逆变器角频率ωi。逆变器角频率ωi被一积分器111积分并成为一逆变器输出电压相位参考值θi*。一d轴电流指令计算单元112通过输入次级磁通指令值φ2d*来计算一初级d轴电流指令值id*。而且，一q轴电流指令计算单元113通过输入次级磁通指令值φ2d*和转矩指令值Tm*来计算一初级q轴电流指令值iq*。接着，一d轴电压指令计算单元114和一q轴电压指令计算单元115通过分别输入初级d轴电流指令值id*和初级q轴电流指令值iq*计算一d轴电压指令值Vd*和一q轴电压指令值Vq*(它们在流动d轴和q轴电流时需要)。在一坐标系转换器116中，从dq轴旋转坐标系上d轴和q轴的电压指令值Vd*和Vq*，一电压指令值的大小|V|和d轴上电压指令向量(Vd*，Vq*)的相角参考值θv*(见图14)被计算。此电压指令向量的相角参考值θV*被一加法器202加到一后面描述的修正量Δθv上并成为dq轴旋转坐标系上的一输出电压相角θv。而且，输出电压相角θv被一加法器203加到输出电压相角参考值θi*上并成为一输出电压相角θi。根据输出电压相角θi，一门控制器117产生一门信号来驱动逆变器104。
而且，当逆变器104被操作在单脉冲模式下时，向量控制系统118构成一向量控制系统。单脉冲模式下的向量控制在上面提到的文献3中被广泛了解。在磁通修正器109中，dq轴旋转坐标系上的输出电压指令值的大小|V|被与一直流环节电压Vdc的大小作比较。一次级磁通参考φdref被修正以使它们彼此相一致，且次级磁通指令值φ2d*被输出。
一电压检测器108检测一直流环节电压Vdc，同时一波动量计算单元119计算一波动正弦波ΔVdc(它是直流环节电压Vdc的波动量)。一补偿量计算单元120输入此直流环节电压Vdc的波动量ΔVdc和直流环节电压Vdc。一补偿量计算单元120被构造，如图15所示。一补偿增益计算单元121和一补偿相位计算单元122通过输入逆变器输出角频率ωi、电动机角频率ωr、次级磁通指令值φ2d*、初级q轴电流指令值iq*、dq轴旋转坐标系上输出电压的相角θv、电源频率ωso或直流环节电压Vdc的一波动量和电动机参数来分别计算一补偿增益K和一补偿相位γ。
这些计算可例如根据方程(64)和(65)来进行，它们在后面被描述或保留一输入参数的表和从此表中读数据。一正弦波增益/相位调整器123通过补偿增益K补偿直流环节电压波动正弦波ΔVdc的幅度和利用补偿相位γ来补偿其相位，ΔVdc是波动量计算单元119的输出，如图16所示。正弦波增益/相位调整器123的输出也变为一正弦波。此输出正弦波除以直流环节电压Vdc并成为逆变器104的dq轴上的输出电压相角的补偿量Δθv。此修正量Δθv被加法器202加上dq轴输出电压(它是坐标系转换器116的输出)的相角参考值θv*并成为dq轴旋转坐标系上的一输出电压相角θv。此输出电压相角θv被加法器203加到输出电压相角参考值θi*(它是旋转坐标系d轴的固定坐标a轴的相角参考)上并成为逆变器输出电压相角θi。图14显示出了dq轴旋转坐标系上的输出电压向量的状态，代表了输出电压向量参考V*(下文中向量符号→被省略)和修正后的一输出功率向量V。从d轴到输出电压向量参考V*的一相角为θv*，叠加到此参考值上的一相角修正量为Δθv，从d轴到输出电压向量V(是它的增加相角)的相角变为θv。
在门控制器117中，基于逆变器输出电压相角θi，一门信号被产生。
在带有上面所描述结构的向量控制系统中，能抑制转矩脉动的原理将在下面描述。
首先，抑制转矩脉动(在直流环节电压Vdc波动的条件下，它在感应电动机106上被产生)的原理被简要地示出。接着，抑制转矩脉动的控制系统从理论角度被示出。
在此实施例中，dq轴旋转坐标系(在其中，次级磁通轴和d轴彼此相一致地被提出)被引入。dq轴旋转坐标系根据次级磁通旋转频率在固定的坐标系上旋转。d轴被称作为磁通轴，q轴被称作为转矩轴。在直流环节电压Vdc中没有波动的固定状态下，dq轴旋转坐标系上的每个状态量成为直流量。dq轴旋转坐标系上的这种考虑表明它与所谓的向量控制基于相似的概念之上。更精确地讲，感应电动机106产生的转矩变为一个值(它通过将次级磁通和初级电流分量的向量积乘上一个系数而获得的)，且此转矩代表次级磁通与转矩电流(q轴电流)Iq(即正交于它的初级电流分量)的乘积，如图17(a)中的区域所示。
当假设直流环节电压Vdc如图17(b)中所示的那样是恒定的时，在dq轴旋转坐标中逆变器104的输出电压向量V变成固定的。因为输出电压向量V变成固定的，电流向量I1也变成固定的。相应地，因为q轴上的电流(即转矩电流Iq)没有脉动，转矩脉动也不产生。
然而，当直流环节电压Vdc如图17(c)中所示的那样波动时，输出电压向量V的幅度也在波动。特别是，在称之为单脉冲模式的操作模式下，因为不可能任意控制输出电压的幅度，直流环节电压Vdc的波动直接影响此输出电压。因为逆变器4的电流根据此输出电压流动，电流向量I1也波动。作为结果，转矩电流Iq波动而产生转矩脉动。
在包括单脉冲模式的所有操作模式里，可能控制d轴上的输出电压向量相角θv。所以，通过控制图18所示的相角θv，转矩电流Iq被控制在一个恒定水平上。这是改变dq轴旋转坐标系上的输出电压向量V的波动轨迹的结果。在单脉冲的模式中，因为输出电压向量V的幅度根据直流环节电压Vdc被确定，当直流环节电压Vdc波动时，输出电压向量V的幅度也相应地波动，且不可能抑制此波动。在此系统中，直流环节电压Vdc的波动结果被完全反映到激励(d轴)电流Id的脉动上，籍此控制转矩(q轴)电流到一恒定水平。对抗激励电流Id的波动的次级磁通的下列特性曲线较缓且此次级磁通几乎变为常数。因为转矩电流和次级磁通不波动，这可能抑制此转矩波动。
抑制转矩脉动的原理已在上面被简要描述。下文中，从理论的角度描述了当本实施例的电源转换系统按图13所示的方式构造时，有可能抑制转矩脉动。
一般来说，在dq轴旋转坐标系上感应电动机106的特性曲线被上面所述的方程(13)和(14)所描述。产生的转矩Tm被方程(15)所表示。
下文中在上面所述的方程里，带有角标字母的字母被带有普通字母的字母所替代，如Vd被Vd所替代。
此处，Vdd轴初级电压Vqq轴初级电压idd轴初级电流iqq轴初级电流θ2dd轴次级磁通θ2qq轴次级磁通ωr电动机旋转角频率ωs滑差频率ωi逆变器输出角频率R1初级电阻R2次级电阻L1初级自感L2次级自感M互感R12R1+R2·M2/L22σ1-M2/(L1·L2)s拉普拉斯运算符Tm电动机转矩当为了与次级磁通相一致而d轴被选择时，q轴次级磁通φ2q变为零且逆变器输出频率ωi，即坐标旋转速度与次级磁通角频率ωφ相一致。因此，方程(13)-(15)可被转换成上面描述的方程(16)-(18)。
当dq轴旋转坐标系上的每个状态量通过在平均值上加“-”和在波动分量上加“Δ”被表示时，方程(19)被得到。此处，波动分量特别地代表直流环节电压Vdc的波动频率。在图13所示的单相电源情况中，如果电源为50Hz，波动分量为100Hz；如果电源为60Hz，波动分量为120Hz。
涉及波动量的状态方程是上面所述的方程(20)、(21)。
当方程(20)为d轴次级磁通的波动量Δφ2d和转矩电流的波动量Δiq而被求解且此解被代入方程(21)中时，可能通过dq轴输出电压波动量ΔVd、ΔVq来表示转矩波动量ΔTm，如方程(22)、(23)、(24)所示。
方程(22)中的转矩波动ΔTm为零。此条件下的dq轴输出电压波动量ΔVq和ΔVq之间的关系，如上面描述的方程(25)，(26)，(27)中所示的那样被计算。
相应地，当d轴输出电压波动量ΔVd和q轴输出电压波动量ΔVq之间是方程(26)所示的关系时，转矩脉动可被减小。如果电源角频率为ωso，两倍于频率ωso的频率2ωso处的转矩脉动则成为难题。所以，如果d轴输出电压波动量ΔVd被方程(58)表示，当q轴输出电压波动量ΔVq能被方程(59)表示时转矩脉动可被抑制。
ΔVd＝ΔVsin(2ωsot+ψ) (58)ΔVq＝K·ΔVsin(2ωsot+ψ+γ)(59)K＝|H1(2jωso)| (60)γ＝arg{H1(2jωso)} (61)
此处，ωso电源角频率j复数图19和图20是根据仿真行为的结果而绘制的dq轴输出电压向量波动的轨迹。d轴输出电压波动量ΔVd被绘制在水平轴上而q轴输出电压波动量ΔVq被绘制在垂直轴上。图19所示的是转矩脉动存在时dq轴输出电压的波动轨迹，而图20所示的是转矩脉动被抑制时dq轴输出电压的波动轨迹。在图19和图20中，(a)表示相对于被检测的d轴输出电压波动量ΔVd的根据方程(58)-(61)而得到的q轴输出电压波动量ΔVq，(b)表示相对于被检测的d轴输出电压波动量ΔVd的q轴输出电压波动量ΔVq，(c)为图(a)和(b)叠加的轨迹。图19中在转矩脉动存在处，(a)和(b)所示的轨迹彼此不一致。这代表方程(26)不被满足。图20中转矩脉动被抑制处，(a)和(b)所示的轨迹彼此相一致，可以确定方程(26)被满足。这代表着上面所述的分析结果是正确的。
接着，波动量ΔVq、dq轴输出电压的ΔVp和dq轴输出电压向量V之间的关系将被得到。
图14示出了dq轴旋转坐标系上的逆变器输出电压向量V。当假设d轴，即次级磁通轴为实轴且q轴为虚轴，电压向量V可以被上面所述的方程(28)所表示。
Vdc代表直流环节电压，θv代表从d轴，即次级磁通轴到输出电压向量轴的相角。直流环节电压Vdc和相角θv被分成平均值和波动量。下标“-”和Δ分别代表平均值和波动量。这样，如上所述方程(29)被得到。
根据方程(28)所表示的dq轴输出电压向量V，考虑向量波动量ΔV时上面所述的方程(30)成立。
接着，如果方程(30)所表示的电压向量波动量ΔV被dq轴输出电压波动量ΔVd、分割成实部和虚部的ΔVq所表示，如上所述表达式(32)被得到。
方程(32)代表d轴电压和q轴电压都被直流环节电压Vdc的波动量ΔVdc所影响。它也表明通过控制输出电压相角θv，d轴电压和q轴电压可被控制。
相应地，当dq轴输出电压波动量ΔVd、Δq满足方程(26)所示的条件方程时，可能抑制转矩脉动。所以，相角θv的波动量Δθv通过将方程(32)代入到方程(26)中被求解。其结果被如上所述的方程(33)、(34)、(35)示出。
此处，当假设直流环节电压波动ΔVdc被方程(62)表示时，基于方程(33)-(35)，dq轴旋转坐标系上的输出电压向量相角的修正量Δθv可被方程(63)所表示。ΔVdc＝ΔVsin(2ωsot+ψ) (62)Δθv=KVdc·ΔVsin(2ωsot+ψ+γ)----(63)]]>K＝|H1(2jωso)| (64)γ＝arg{H1(2jωso)} (65)接着，通过将根据方程(63)计算得到的补偿量Δθv加到逆变器104的输出电压相角参考值θv*上，输出电压相角θv被得到，如上面所述的方程(36)所示。
现在，可以看到，根据方程(62)-(65)，通过控制逆变器104的dq轴旋转坐标系中输出电压相位θv，可能将转矩控制在一恒定水平。
而且，因为可被方程(24)、(34)、(35)、(62)-(65)确定，为了在直流环节电压Vdc波动的条件下抑制转矩脉动，逆变器104的输出角频率ωi(次级磁通角频率ωφ)、电动机旋转角频率ωr、dq轴旋转坐标系上的输出电压向量的相角θv、转矩电流iq、次级磁通φ2d、电动机参数、电源角频率ωso或直流环节电压波动频率是必需的。相应地，可以看到，为严格抑制转矩脉动，必需根据上面所述的状态量的改变来正确地调整修正量Δθv。例如，在电动车辆的控制中，要求进行正确的补偿(不仅仅通过掌握速度，还要掌握控制档的指令和加电/制动等状态)。
仿真结果被图21到23示出。在这些仿真中，图13所示的此系统的电源频率fso为60Hz。因此，直流环节电压Vdc在120Hz上波动。图21示出了不应用非搏动控制时的响应。U相电流Iu(它是逆变器104的输出)的大的搏动可被确定。电流以此搏动的幅度变为过载电流。关于转矩Tm，120Hz的转矩脉动被产生，且由此转矩脉动引发的振动和噪音成为难题。而且，转矩电流Iq和一激励电流Id都在120Hz处波动。
根据常规的非搏动控制系统，图22示出了仿真的结果。因为当逆变器频率fi为120Hz时，为了抑制此搏动现象，此电源转换系统被调整，当逆变器频率fi离开120Hz时，转矩脉动增加。这是因为随着操作状态不同于调整时的操作条件且没有被限制到逆变器频率fi的改变中，而使非搏控制的效果恶化造成的。因此为了在任何操作状态下抑制转矩脉动，必须根据操作状态来改变补偿方法。图23示出了当根据方程(62)-(65)示出的操作状态而改变补偿参数时的仿真结果。可以看到转矩脉动在所有逆变器频率范围内被控制。此时，U相电流Iu的搏动也同时被抑制。此控制系统将转矩电流Iq控制在一恒定水平上，这从仿真结果可以被确认。此时，因为激励电流Id没有被专门控制，在激励电流Id中，120Hz的脉冲被产生。这表明直流环节电压Vdc的波动的影响都被反映到激励电流Id上以使转矩电流Iq被保持到一恒定水平上。如不考虑激励电流Id的脉冲，则在次级磁通φ2上没有脉冲被产生。这表明次级磁通φ2的响应是缓慢的，不能对激励电流Id的120Hz脉动作出反应。转矩Tm被次级磁通φ2和q轴电流，即转矩电流Iq的乘积所表示。因为在任意次级磁通φ2和转矩电流Iq中没有脉动被表现出来，这个结果代表转矩脉动被抑制了。
相应地，产生于直流环节电压Vdc的脉冲的转矩波动可以被具有上面所述的结构的电源转换系统所抑制。而且，因为根据逆变器输出角频率ωi、电动机旋转角频率ωr、dq轴坐标系上的输出电压向量相角θv、转矩电流iq、次级磁通φ2d、电动机参数和电源角频率ωso或直流环节电压的波动频率而使补偿值Δθv被调节，其效果在任何操作状态中都将得到。此补偿方法从分析上可以得到且可能使实际机器中的调节更加便利。
图24是根据本发明第十三实施例的部分电源转换系统的框图。因为此实施例仅在dq轴旋转坐标系(即图13中的加法器102)上的输出电压相角θv的计算部分处与第十二实施例不同，在此仅对此部分进行解释。
例如，当考虑电动车辆驱动系统时，象PWM系统一样有着不同脉冲模式，如异步、同步9个脉冲、同步5个脉冲、同步3个脉冲、同步单脉冲，它们根据包含在输出电压半周期中的脉冲个数来决定。在被采用的速度范围中应用哪种脉冲模式是根据被控制的对象和开关装置被确定的。图24表明dq轴坐标系上的输出电压的相角修正在一特定的脉冲模式中不被执行。例如，在一特定的脉冲模式中，通过利用加法器202b将零加到输出电压相角参考θv*上来替代利用转换开关202a将零加到dq轴坐标系上的输出电压相角ΔθV上，dq轴坐标系上的输出电压相角θv被获得。
当按如上所述的方式构造时，对每种脉冲模式可能执行一正确的非搏动控制。相应地，在低速度范围(在其中，转矩脉动的搏动现象不被产生)内或在脉冲模式(在其中，输出电压向量的幅度可以无条件地和高速度地被控制)中，可能通过切断不再需要的非搏动控制来抑制转矩曲线的恶化，以此来抑制不必要的干扰。
图25是根据本发明第十四实施例的部分电源转换系统的框图。因为此实施例仅在计算直流环节电压波动量ΔVdc的波动量计算单元119处与第十二实施例不同，在此仅对此部分进行解释。
例如，当电动车辆在具有50Hz和60Hz电源的地方被驱动时，根据不同的电源，此直流环节电压的波动频率变化在100/120Hz。在这种情况下，如图25所示，一100Hz的带通滤波器124和一120Hz的带通滤波器125被提供，且带通滤波器124、125的输出根据波动量计算单元119中的电源频率检测器126检测的电源频率被一转换开关127改变。例如，当检测到电源频率为50Hz时，100Hz的带通滤波器124的输出被作为直流环节电压波动量ΔVdc。
当按如上所述的方式构造时，甚至当电源频率在50Hz/60Hz上变化时，因为波动频率分量通过改变此带通滤波器的特性曲线而被提取，增益和相位不再附着于检测阶段且可能保持非搏动控制的效果。一带通滤波器仅提取一指定频率的分量。例如假设一信号为120Hz。对一检测100Hz信号的带通滤波器来说，120Hz信号的增益会下降且其相位会延迟或超前。所以，在一波动抑制系统被假设接受50Hz电源频率的情况中，对于60Hz的电源频率，抑制转矩脉动的效果将大大地被恶化。
此处，作为一用于改变带通滤波器输出的信号，电源频率被示出。通过检测直流环节电压的波动频率并将其用作为转换信号，相似的效果被获得。
图26是根据本发明第十五实施例的部分电源转换系统的框图。因为此实施例仅在计算直流环节电压波动量ΔVdc的波动量计算单元119处与第十二实施例不同，在此仅对此部分进行解释。图26示出甚至当电源频率改变得很精细时，包括图25所示的电源频率在50Hz/60Hz上被改变，此波动频率被电源频率检测器126检测且带通滤波器129的频率特性曲线相应地被控制。图26示出了由一软件实现的结构。例如，带通滤波器129的传输函数被假设由方程(67)来表示，并且由电源频率检测器126检测的且由乘法器128加倍的角频率[rad/s]被设置成特性频率F[rad/s]。甚至直流环电压波动频率为特性频率F被设置时，相似的函数可被获得。Fs/Qs2+Fs/Q+F2----(67)]]>此处Q是带通滤波器129的Q值。而且，多个带通滤波器可以为多种频率被设置且转换可以根据图25那样的频率被实施。
当按如上所述的方式构造时，甚至当电源频率改变得很精细时，包括电源频率在50Hz/60Hz上被改变，相对于波动频率的带通滤波器的特性曲线不改变，且因此可能保持非搏动控制的效果。当带通滤波器的Q值较高(不改变相对电源频率波动的带通滤波器特性曲线)时，信号增益减小且相位的延迟或超前较大，作为结果，高精度的转矩波动抑制特性曲线不被获得。通过用带通滤波器的特性频率来应付当时的电源频率时，其效果可被一直获得。
尽管此处所示的电源频率被作为转换信号，甚至当直流环节电压波动频率被检测且被用作转换信号时，相似的作用被获得。
图27是根据本发明第十六实施例的电源转换系统的框图。因为此实施例仅在dq轴旋转坐标系上的输出电压相角的修正量Δθv的计算部分与第十二实施例不同，在此仅对此部分进行解释。
被电流检测器105检测的感应电动机106的相电流被一坐标系转换器130转换为dq轴坐标系上的电流量。在这些电流量之外，q轴电流iq被从q轴电流指令值iq*(它被减法器204用于向量控制系统118中以获得一q轴电流偏差)中被提取，它是q轴电流抑制器131的输入。在此q轴电流抑制器131中，如通过输入此q轴电流偏差PI控制被执行。q轴电流抑制器131中的此控制系统不是仅仅被限制到PI控制。q轴电流抑制器131的输出变成dq轴坐标系上的输出电压相角修正量Δθv。
当按如上所述的方式构造时，因为输出电压相角根据q轴电流偏差而被控制，可能将q轴电流，即转矩电流，控制在一恒定水平上。因为次级磁通几乎被保持在如上所述的一恒定水平上，可能抑制此转矩脉动。而且，因为它是反馈控制的，甚至在有扰动和/或建模错误时，其效果也可期望获得。
图28是根据本发明第十七实施例的电源转换系统的框图。因为此实施例仅在dq轴旋转坐标系上的输出电压相角的修正量Δθv的计算部分与第十二实施例不同，在此仅对此部分进行解释。
一转矩检测器132被提供给感应电动机106且由转矩检测器132检测到的已产生的转矩被输入到转矩脉冲检测器133中。当估价和计算一产生的转矩的转矩估价器被用来替代转矩检测器132时，相似的作用被获得。转矩脉冲检测器133计算和检测一转矩脉冲量ΔT并将其输入到一转矩脉冲抑制器134中。转矩脉冲抑制器134通过输入转矩脉冲量ΔT来执行，如PI控制。转矩脉冲抑制器134中的此控制系统不是仅仅被限制到PI控制中的。转矩脉冲抑制器134的输出变成dq轴坐标系上的输出电压相角的修正量Δθv。
当按如上所述的方式构造时，因为输出电压相角是根据转矩脉冲被控制的，这可能抑制转矩脉冲。因为这是一个反馈控制，甚至在有扰动和/或建模错误时，其效果也可期望获得。
图29是根据本发明第十八实施例的电源转换系统的框图。因为此实施例仅在dq轴旋转坐标系上的输出电压相角的修正量Δθv的计算部分与第十二实施例不同，在此仅对此部分进行解释。
电压检测器108检测直流环节电压Vdc且电流检测器135检测一从直流电容器103流向逆变器104的电流。一能量计算单元136计算被逆变器104消耗的能量。例如，通过将直流环节电压与从直流电容器103流向逆变器104的电流相乘，逆变器104的能量P被获得。由能量计算单元136计算的能量P被输入到能量波动计算单元137中且能量波动ΔP被计算。
已计算的能量波动量ΔP被输入到一能量波动抑制器138中。在能量波动抑制器138中，例如，PI控制通过输入能量波动量ΔP而被执行。能量波动抑制器138中的此控制系统不是仅仅被限制到PI控制。能量波动抑制器138的输出变成dq轴坐标系上的输出电压相角的修正量Δθv。
当按如上所述的方式构造时，根据逆变器104的能量波动ΔP，可能通过控制输出电压相角来抑制被逆变器104消耗掉的能量P的波动量ΔP。逆变器104消耗掉的能量的大部分是此电动机的输出。因此，通过将消耗在逆变器104中的能量控制到一恒定水平，可能抑制此电动机输出的波动。因为转矩脉动影响此电动机的输出，通过抑制此电动机输出的波动，可能抑制转矩脉动。
图30是根据本发明第十九实施例的电源转换系统的框图。因为此实施例仅在dq轴旋转坐标系上的输出电压相角的修正量Δθv的计算部分与第十二实施例不同，在此仅对此部分进行解释。
由电流检测器135检测的且从直流电容器103流向逆变器104的电流Iinv被输入到一电流脉冲计算单元139中。在电流脉冲计算单元139中，输入量Iinv的脉冲量ΔIinv被计算。已计算的逆变器电流波动量ΔIinv被输入到一电流脉冲抑制器140中。在电流脉冲抑制器140中，例如，PI控制通过输入逆变器电流波动量ΔIinv而被执行。电流脉冲抑制器140中的此控制系统不是仅仅被限制到PI控制中的。电流脉冲抑制器140的输出变成dq轴旋转坐标系上的输出电压相角的修正量Δθv。
当按如上所述的方式构造时，根据从直流电容器103流向逆变器104的电流的脉动，通过控制dq轴上的输出电压相角，可能抑制从直流电容器103流向逆变器104的电流的脉动。因为由逆变器104消耗的能量在转矩脉动产生的同时波动，流向逆变器104的电流的脉冲相似地被产生。通过抑制此逆变器电流脉冲，电动机能量脉冲被抑制，且转矩脉动可相应地被抑制。
图31是根据本发明第二十实施例的电源转换系统的框图。因为此实施例仅在dq轴旋转坐标系上的输出电压相角的修正量Δθv的计算部分与第十二实施例不同，在此仅对此部分进行解释。
由电流检测器105检测的电动机相电流被坐标转换器130转换为dq轴旋转坐标系上的电流Id、Iq。在电流向量幅度计算单元141中，dq轴旋转坐标系上的电流向量的幅度I从电流Id、Iq的平方和的平方根中被计算。已计算的电流向量幅度I被输入到一电流脉冲计算单元142中且其脉冲量ΔI被计算。此电流脉冲量ΔI被输入到一电流脉冲抑制器143中。在电流脉冲抑制器143中，例如，PI控制被执行。此控制系统不是仅仅被限制到PI控制。电流脉冲抑制器143的输出变成dq轴旋转坐标系上的输出电压相角的修正量Δθv。
当按如上所述的方式构造时，可能抑制在dq轴旋转坐标系上的电流向量的幅度的波动。因为前面提到过通过抑制转矩电流脉动，转矩脉动可被抑制。此时，甚至当转矩电流为常数时，激励电流，即d轴电流不为常数。然而，当转矩电流变为常数时激励电流脉动较小，且同时电流向量的幅度的波动量也要相对地变小。相应地，通过控制可能抑制转矩电流，即转矩脉冲以使dq轴旋转坐标系上的电流向量的幅度成为常数。
图32是根据本发明第二十一实施例的电源转换系统的框图。因为此实施例仅在dq轴旋转坐标系上的输出电压相角的修正量Δθv的计算部分与第十二实施例不同，在此仅对此部分进行解释。
由电压检测器108检测的直流环节电压Vdc被输入到波动量计算单元119中且其波动量的正弦波ΔVdc被计算。此波动正弦波ΔVdc被输入到一正弦波增益/相位补偿器123A和一正弦波增益/相位补偿器123B中。在每一增益/相位补偿器123A、123B中，对于图16所示的输入正弦波，增益和相位被补偿。在此实施例中，K1和γ1作为增益和相位分别被补偿。正弦波增益/相位补偿器123A的输出变成d轴输出电压的补偿量ΔVd。相似地，在正弦波增益/相位补偿器123B中，通过输入直流环节电压Vdc的波动正弦波ΔVdc并对输入正弦波ΔVdc补偿以增益K2和相位γ2，q轴输出电压的补偿量ΔVq被计算。d轴输出电压的补偿量ΔVd在加法器204中被加到d轴电压参考Vd*上以获得d轴输出电压Vd。q轴输出电压的补偿量ΔVq在加法器205中被加到q轴电压参考Vq*上以获得q轴输出电压Vq。
当按如上所述的方式构造时，根据直流环节电压Vdc的波动，通过叠加各自的修正量到它们自身，可能独立地获得d轴输出电压Vd和q轴输出电压Vq的脉冲。在此情况下，d轴输出电压Vd的修正量ΔVd和q轴输出电压Vq的修正量ΔVq是具有彼此相互独立的幅度和相位的正弦波。根据方程(58)-(61)，当dq轴电压相对于直流环节电压的波动而正确波动时，转矩脉动可被抑制。相应地，当独立的补偿信号ΔVd、ΔVq被叠加到d轴输出电压Vd和q轴输出电压Vq上时，可能抑制转矩脉动。
图33是根据本发明第二十二实施例的电源转换系统的框图。因为此实施例仅在d轴电流指令值的计算上与第十二实施例不同，在此仅对此部分进行解释。
在向量控制系统118中，通过输入次级磁通指令值φ2d*，d轴电流指令值id*被d轴电流指令计算单元112所产生。直流环节电压Vdc被电压检测器108检测并被输入到波动量计算单元119中。在波动量计算单元119中，其波动量的正弦波ΔVdc被计算。此波动正弦波ΔVdc被输入到正弦波增益/相位补偿器123中。在正弦波增益/相位补偿器123中，输入正弦波ΔVdc被补偿以图16所示的增益和相位。在此实施例中，K和γ作为增益和相位分别被补偿。正弦波增益/相位补偿器123的输出是d轴电流指令id*的修正量ΔId*。修正量ΔId*被一加法器206加到d轴电流指令Id*上并成为d轴电压指令计算单元114和q轴电压指令计算单元115的输入。
当按如上所述的方式构造时，通过叠加d轴电流指令的修正量可能获得d轴电流脉冲。如上所述，当直流环节电压波动且转矩电流脉动被抑制时，激励电流不是常数并以与直流环节电压相同的频率脉动。因此，当叠加正弦波ΔId*(即通过补偿直流环节电压的波动正弦波ΔVdc以增益和相位时被获得的)到d轴电流指令上来故意地产生d轴电流脉冲时，可能抑制转矩电流脉动。因为次级磁通在跟随d轴电流时是缓慢的且几乎保持在一恒定水平上，转矩脉动的抑制可被期望得到。
图34是根据本发明第二十三实施例的电源转换系统的框图。因为此实施例仅在修正量的大小上与第十二实施例不同，在此仅对此部分进行解释。
在图27所示的第十六实施例中，q轴电流控制器131产生dq轴旋转坐标系上的输出电压相角的修正量Δθv，在图34所示的此实施例中，逆变器输出角频率的修正量Δωi从q轴电流控制器131中产生。接着，通过在加法器207中将此修正量Δωi加到加法器201的输出ωi*上，逆变器角频率ωi被产生。
当按如上所述的方式构造时，逆变器频率根据直流环节电压被调节。当在向量控制中考虑时，它等同于使dq轴旋转坐标系的旋转频率脉动。从上面所述的理论分析中，dq轴旋转坐标系上的输出电压相位的控制对于转矩脉动的抑制是不可缺少的。此处，d轴不意味着次级磁通。换句话说，为抑制转矩脉动，调节从次级磁通到输出电压轴的相角是不可缺少的。如果dq轴旋转坐标系的旋转频率被迫象在本实施例中那样脉动，d轴和次级磁通轴彼此之间不相一致。因此，特性曲线可能被不需要的干扰恶化，对于向量控制来说这不处在理想状态。然而，如果向量控制中的控制速度是迟缓的且控制不干扰dq轴旋转坐标系的旋转频率的脉冲，dq轴旋转坐标系上的输出电压相角变成常数。在此情况下，因为dq轴旋转坐标系的旋转频率在脉动，如上面描述的那样，dq轴旋转坐标系上的输出电压相角为常数且次级磁通的旋转频率为常数，相对于次级磁通的输出电压轴的相角在脉动。这样，可能抑制转矩脉动。
而且，此实施例是基于第十六实施例上的，但甚至当它基于第十七到第二十二实施例上时，当以调节逆变器频率来替代调节dq轴旋转坐标系上的输出电压相角时，相同的作用和效果被获得。
如上所述，当在直流环节电压波动的状态下，通过控制dq轴旋转坐标系上的输出电压而将q轴电流控制在一恒定水平上时，d轴电流在脉动，但因为次级磁通不跟随此d轴电流的脉冲，次级磁通不脉动。相应地，因为次级磁通和q轴电流都是常数，转矩脉动可被抑制。
而且，以下所示的其他效果可被获得。
(1)当在直流环节电压波动的状态下，通过控制dq轴旋转坐标系上的输出电压相角而将q轴电流控制在一恒定水平上时，d轴电流在脉动，但因为次级磁通不跟随此d轴电流的脉冲，次级磁通不脉动。相应地，因为次级磁通和q轴电流都是常数，转矩脉动可被抑制。
(2)在直流环节电压波动的状态下，转矩波动被反映到dq轴输出电压上，此转矩被直接检测且输出电压或输出电压相角被调节以抑制此转矩波动，且由此，可能更有效地抑制此转矩波动。
(3)在直流环节电压波动的状态下，通过将此能量的波动反应到dq轴输出电压上，由逆变器消耗的能量的脉冲被抑制，由逆变器消耗的能量是各种损耗加上机械性的输出，且机械性的输出比各种损耗足够大。机械性的输出是速度和转矩的乘积，且速度不在高速度上变化。因此，可能抑制转矩波动。
(4)从直流电容器流向逆变器的电流的脉冲被逆变器消耗的能量的波动强烈地影响着。因此，通过抑制从直流电容器流向逆变器的电流的脉冲，可能抑制逆变器消耗的能量的脉冲。如上所述，由逆变器消耗的能量的脉冲很大程度上影响着转矩脉动，通过抑制从直流电容器流向逆变器的电流的脉冲可能抑制此转矩脉动。
(5)当在直流环节电压正在波动的状态下抑制转矩脉动时，使转矩电流脉动变小是不可缺少的。在此转矩电流脉动被抑制的状态下，甚至当逆变器操作模式是单脉冲模式且输出电压的大小不可被随意抑制时，激励电流在一定程度上脉动但脉动量变小。因此，通过抑制dq轴上电流值的波动可能抑制d轴和q轴电流的脉动，这样转矩脉动可能被抑制。
(6)在直流环节电压波动的状态下，当d轴电压和q轴电压的波动根据直流环节电压被独立控制时，q轴电流脉动可被抑制。因为次级磁通如上所述变为常数，转矩脉动可被抑制。
(7)在直流环节电压波动且逆变器输出电压不能被任意地和在高速度下控制的条件下，不可能将dq轴电流控制在一恒定水平。因此，当d轴电流被迫故意在脉动且q轴电流被控制在一恒定水平上时，次级磁通如上所述变成常数，转矩脉动相应地可被抑制。
(8)当在直流环节电压波动的状态下，如果操作条件被改变时转矩脉动补偿方法或补偿增益等被改变，则在不考虑操作状态时可能有效地抑制此转矩脉动。
(9)当在直流环节电压波动的状态下转矩指令被改变时，转矩脉动补偿方法或补偿增益等被改变，在不考虑转矩指令时可能有效地抑制此转矩脉动。
(10)当在直流环节电压波动的状态下，如果当感应电动机的参数(即负载)改变时转矩脉动补偿方法或补偿增益等被改变，则在不考虑感应电动机的参数的波动时可能有效地抑制此转矩脉动。
(11)当在直流环节电压波动的状态下，在加电和制动操作里转矩脉动补偿方法或补偿增益等被改变时，在不考虑加电和制动操作时可能有效地抑制此转矩脉动。
(12)当在直流环节电压波动的状态下，如果当dq轴坐标系上的输出电压向量的相角改变时转矩脉动补偿方法或补偿增益等被改变，则在不考虑dq轴坐标系上的输出电压向量的相角时可能有效地抑制此转矩脉动。
(13)当在直流环节电压波动的状态下，如果当逆变器输出频率改变时转矩脉动补偿方法或补偿增益等被改变，则在不考虑逆变器输出频率时可能有效地抑制此转矩脉动。
(14)当在直流环节电压波动的状态下，如果当电动机旋转频率改变时转矩脉动补偿方法或补偿增益等被改变，则在不考虑电动机旋转频率时可能有效地抑制此转矩脉动。
(15)当在直流环节电压波动的状态下，如果当电源频率或直流环节电压波动频率改变时转矩脉动补偿方法或补偿增益等被改变，则在不考虑电源频率或直流环节电压波动频率时可能有效地抑制此转矩脉动。
(16)当在直流环节电压波动的状态下，电源频率在50Hz/60Hz上改变时，如果被检测的脉冲频率分量通过判断电源频率是50Hz还是60Hz而被改变，则在不考虑电源频率是50Hz还是60Hz时可能有效地抑制此转矩脉动。
(17)当在直流环节电压波动的状态下，如果当电源频率波动时被检测的脉冲频率分量根据电源频率被改变，则甚至当电源频率波动时可能有效地抑制此转矩脉动。
(18)在直流环节电压波动的状态下，甚至当PWM操作模式是单脉冲模式时，通过调节dq轴输出电压相角而改变dq轴电压，转矩脉动可被抑制，以将q轴电流控制到一恒定水平上。
(19)当在直流环节电压波动的状态下，通过向量控制来抑制转矩脉动时，此转矩脉动可通过调节逆变器输出频率被抑制。
(20)如果逆变器输出电压的大小不能被随意地和在高速度上被控制，转矩脉动产生。但依赖于PWM操作模式可能随意地和在高速度上控制逆变器输出电压的大小。所以如果此转矩脉动在此区域中不被抑制，通过抑制不需要的干扰可能阻止转矩波动抑制特性曲线的恶化。
如上所述，根据本发明，当电源是，例如单相的时，如果逆变器输出频率是电源频率的两倍左右，转矩脉动可被抑制。且可能实现噪音的减小及机械和电气系统失效率的降低。而且，当应用于电动车辆时，本发明具有提高乘坐舒适度的效果。
而且，因为本发明根据理论上获得的补偿量正确地进行了补偿，对任何操作状态或具有不同参数值的任何控制对象，可能抑制转矩脉动，且由此，调节所需要的时间和劳动可被急剧减少。
下文中，参考所附的图本发明的另外一个实施例将被描述。
图35是根据本发明第二十四实施例的电源转换系统基本结构的框图。
在图35中，单相电源201的单相交流电，例如，一单相电压被单相转换器202转换成一直流电，例如，一直流电压。此直流电压被逆变器204进一步转换成三相交流电压并驱动三相感应电动机206。
由电压检测器208检测的直流环节电压Vdc被输入到波动量计算单元216中，且直流环节电压波动量ΔVdc从直流环节电压Vdc的平均值中被计算。
电压轴计算单元209根据门控制器219输出的开关指令来计算输出电压轴。通过从电压轴计算单元209计算的输出电压轴的相位中减去将在后面描述的由次级磁通计算单元211计算的次级磁通轴相位，轴相位差计算单元210计算从次级磁通轴到输出电压轴(从次级磁通向量到逆变器输出电压向量的相角)的相位差ρ。
通过输入由电流检测器205检测的感应电动机206的相电流和从门控制器219输出的开关指令，次级磁通计算单元211计算感应电动机206的次级磁通φ2d、φ2q。
通过输入由次级磁通计算单元211计算的次级磁通φ2d，磁通频率计算单元212计算磁通频率(次级磁通角频率)ωo，即旋转频率。
平均值计算单元213计算由次级磁通计算单元211计算的次级磁通φ2d的平均值φ2d*。通过输入由次级磁通计算单元211计算的次级磁通φ2q和由电流检测器205检测的相电流，转矩电流计算单元214计算正交于次级磁通轴的初级电流分量和所谓的转矩电流平均值iq*。
通过输入由电压检测器208检测的直流环节电压Vdc，波动量计算单元216从直流环节电压Vdc的平均值中计算直流环节电压波动量ΔVdc。
通过输入电流指令值和实际电流值的差，滑差频率计算单元217计算滑差频率参考(滑差角频率参考)fs*。滑差频率参考fs*被加法器226加到由速度检测器207检测的电动机旋转频率fr上，以获取逆变器频率参考fi*。
乘法器227将逆变器频率参考fi*与27相乘于是逆变器角频率参考被产生。此逆变器角频率参考被积分器218积分到逆变器相角参考值θi*上。
通过输入直流环节电压Vdc、直流环节电压波动量ΔVdc、相位差ρ、次级磁通频率ωo、电动机旋转频率fr、次级磁通平均值φ2*和转矩电流平均值iq*，补偿量计算单元215计算将在后面描述的由方程(33A)-(36A)所表示的补偿量Δθi。
通过将补偿量Δθi与来自积分器218的逆变器相角参考值θi*相加，加法器228输出逆变器相角θi。门控制器219输入逆变器相角θi并输出逆变器204的开关指令。
下文中，转矩脉动可被上述的系统配置抑制将被描述，但首先，此处所用的符号定义将被描述。fr是电动机旋转频率，ωr是电动机角频率，ωs是滑差角频率，ΔVdc是直流环节电压波动量，ρ是相角，Vdc是直流环节电压，ωo是次级磁通角频率，ωi是逆变器角频率，H1(s)、H4(s)是传输函数，R1是电动机初级电阻，R2是电动机次级电阻，L1是电动机初级自感，L2是电动机次级自感，M是互感，φ2*代表次级磁通平均值。
一般说来，dq轴旋转坐标系上的电动机206的特性曲线通过上述的方程(13)、(14)被描述。而且，产生的转矩Tm被上述的方程(15)所表示。接着，方程(16)-(24)如上所述被获得。
假设转矩波动ΔTm为零，dq轴输出电压的波动量ΔVq和ΔVd之间的关系按照上述方程(25)-(27)被计算。
当d轴输出电压的波动量ΔVd和q轴输出电压的波动量ΔVq采用方程(25)-(27)所示的关系时，可能抑制转矩脉动。
接下来，dq轴输出电压波动量ΔVd和ΔVq之间的关系，直流环节电压Vdc的波动量ΔVdc和补偿量Δθi被得到。
图36描述了dq轴旋转坐标系上的逆变器204的输出电压向量Vv。假设d轴，即次级磁通轴，为实轴且q轴为虚轴，电压向量Vv可被下列方程(28A)所表示。
Vv＝(2/3)1/2Vdcejp(28A)此处，(2/3)1/2是dq轴的转换系数。
此处，Vdc是直流环节电压，ρ是从次级磁通轴到电压向量轴的相角。且Vdc和ρ分别被分割成平均值和波动量。下标*和Δ分别代表平均值和波动量。
Vdc＝Vdc*+ΔVdc (29A)ρ＝ρ*+Δρ关于波动量ΔVv，下列方程(30A)对方程(28A)所表示的dq轴输出电压向量Vv有效。
ΔVv＝(2/3)1/2(ΔVdcejρ+jVdcejρΔρ) (30A)此处，波动量Δρ可被认为是叠加到逆变器相角上的补偿量Δθi。
Δθi＝Δρ (31A)由方程(30A)表示的电压向量的波动量ΔVv被方程(32A)所表示的dq轴输出电压的波动量ΔVd、ΔVq所代表。ΔVdΔVqREAL(ΔVv)IMAG(ΔVv)=23cosρ-sinρsinρcosρΔVdcVdcΔθi----(32A)]]>方程(32A)表明dq轴电压被直流环节电压的波动量ΔVdc所影响。
当由方程(32A)所表示的dq轴输出电压的波动量满足方程(26)所表示的条件方程时，可能抑制转矩脉动。接着，通过将方程(32A)代入到方程(26)中，补偿量Δθi被获得。Δθi=H1(s)ΔVdcVdc----(33A)]]>H1(s)=d2s2+d1s+d0c2s2+c1s+c0----(34A)]]>c2＝cosρd2＝-sinρc1＝a1cosρ+b1sinρ d1＝b1cosρ-a1sinρ (35A)c0＝a0cosρ+b0sinρ d0＝b0cosρ-a0sinρ接着，通过将由方程(33A)计算的补偿量Δθi加到逆变器相角参考值θi*上，逆变器相角θi被计算。
θi＝θi*+Δθi (36A)当本实施例的电源转换系统按如上所述方式构造时，可能抑制转矩脉动。因为补偿值根据操作状态被即时计算，在任何操作状态下其效果可被期望得到。而且，补偿被分析地得到，这可能使在实际机器上的调节更为容易。
如上所述，根据本发明的电源转换系统，因为补偿是根据理论上获得的补偿量被正确执行的，在任何操作状态或具有不同参数的控制对象下不需要调节即可能极其有效地抑制转矩脉动。
这样，可能极大地减少调节所需要的时间和劳动。
而且，例如，当电源是单相的时，在逆变器输出频率大约为电源频率两倍的情况下，可能抑制转矩脉动。这样，噪音的减小及机械和电气系统失效率的降低可被期望得到。
当此发明被应用到用来驱动电动车辆的感应电动机时，可能得到提高乘坐舒适度的效果。
显然，根据如上讲义本发明可进行多种修改和变形。因此可以理解在所附的权利要求的范围内，除了上面所特别描述的以外，本发明可做其他实际应用。
权利要求
1.一电源转换系统，包括一转换器，用于将来自于电源的交流电转换成直流电；一直流电容器，用于平滑上述转换器输出的直流电；一逆变器，用于将由上述直流电容器平滑处理过的直流电转换成一任意频率的交流电以驱动和控制感应电动机；用于检测或计算上述感应电动机的磁通轴的装置；用于计算正交于上述被检测或被计算的磁通轴的电流的装置；和相位控制装置，用于控制上述逆变器输出电压的相角，以使正交于上述被检测或被计算的磁通轴的电流值被保持在一恒定水平上。
2.一电源转换系统，包括一转换器，用于将来自于电源的交流电转换成直流电；一直流电容器，用于平滑上述转换器输出的直流电；一逆变器，用于将由上述直流电容器平滑处理过的直流电转换成一任意频率的交流电以驱动和控制感应电动机；向量控制装置，用于控制dq轴旋转坐标系上的一个向量，在该坐标系中，与上述感应电动机的磁通轴相一致的轴被假设为d轴，正交于上述d轴的轴被假设为q轴；用于检测或计算q轴分量电流的装置；和相位控制装置，用于控制上述逆变器输出电压的相角，以使上述被检测或被计算的q轴分量电流的值被保持在一恒定水平上。
3.根据权利要求2的电源转换系统，其中上述相位控制装置包括用于检测或计算直流环节电压即上述直流电容器的端电压的装置；用于检测或计算上述被检测或被计算的直流环节电压波动量的装置；用于检测或计算上述感应电动机的角频率的装置；用于计算d轴次级磁通指令值的装置；用于计算q轴初级电流指令值的装置；用于计算上述dq轴旋转坐标系上的从d轴到输出电压轴的相角的装置；根据下面所示的方程(1)-(4)的传输函数，用于计算上述逆变器输出电压相角的补偿量Δθv的装置；通过将上述被计算的逆变器输出电压的相角补偿量加上一上述逆变器输出电压的相角参考，用于计算上述逆变器输出电压的相角的装置；和基于上述被计算的逆变器输出电压的相角，用于控制上述逆变器输出电压的装置。Δθv=H1(s)ΔVdcVdc----(1)]]>H1(s)=d2s2+d1s+d0c2s2+c1s+c0----(2)]]>c2＝cosθvc1＝a1cosθv+b1sinθvc0＝a0cosθv+b0sinθvd2＝-sinθv(3)d1＝b1cosθv-a1sinθvd0＝b0cosθv-a0sinθva1=R2L2+R12σL1]]>a0=R1R2σL1L2+R2ML2·ωiiq*φ2d*]]>b1=ωi-R2ML2·iq*φ2d*----(4)]]>b0=R2L2ωi+R2M2σL1L22ωr-R12R2MσL1L2·iq*φ2d*]]>此处，Δθv逆变器输出电压相角的补偿量Vdc直流环节电压ΔVdc直流环节电压的波动量s拉普拉斯运算符θv逆变器输出电压相角R1感应电动机的初级电阻R2感应电动机的次级电阻L1感应电动机的初级自感L2感应电动机的次级自感M感应电动机的互感R12R12＝R1+(R2·M2/L22)σσ＝1-M2/(L1·L2)ωi逆变器的输出角频率ωr感应电动机的角频率iq*q轴初级电流指令值φ2d*d轴次级磁通指令值
4.根据权利要求2的电源转换系统，器中上述相位控制装置包括用于检测或计算直流环节电压即上述直流电容器的端电压的装置；用于检测或计算上述被检测或被计算的直流环节电压波动量的装置；用于检测或计算上述感应电动机的角频率的装置；用于计算上述dq轴旋转坐标系上的从d轴到输出电压轴的相角的装置；根据下面所示的方程(5)-(8)的传输函数，用于计算上述逆变器输出电压相角的补偿量Δθv的装置；通过将上述被计算的逆变器输出电压的相角补偿量加上一上述逆变器输出电压的相角参考，来计算上述逆变器输出电压的相角的装置；和基于上述被计算的逆变器输出电压的相角，用于控制上述逆变器输出电压的装置。Δθv=H2(s)ΔVdcVdc----(5)]]>H2(s)=d2s2+d1s+d0c2s2+c1s+c0----(6)]]>c2＝cosθvc1＝a1cosθv+b1sinθvc0＝a0cosθv+b0sinθv(7)d2＝-sinθvd1＝b1cosθv-a1sinθvd0＝b0cosθv-a0sinθva1=R2L2+R12σL1]]>a0=R1R2σL1L2----(8)]]>b1＝ω1b0=R2L2ω1+R2M2σL1L22ωr]]>此处，Δθv逆变器输出电压相角的补偿量Vdc直流环节电压ΔVdc直流环节电压的波动量s拉普拉斯运算符θv逆变器输出电压相角R1感应电动机的初级电阻R2感应电动机的次级电阻L1感应电动机的初级自感L2感应电动机的次级自感M感应电动机的互感R12R12＝R1+(R2·M2/L22)σσ＝1-M2/(L1·L2)ωi逆变器的输出角频率ωr感应电动机的角频率
5.根据权利要求2的电源转换系统，其中上述相位控制装置包括用于检测或计算直流环节电压即上述直流电容器的端电压的装置；用于检测或计算上述被检测或被计算的直流环节电压波动量的装置；用于计算上述dq轴旋转坐标系上的从d轴到输出电压轴的相角的装置；根据下面所示的方程(9)-(12)的传输函数，用于计算上述逆变器输出电压相角的补偿量Δθv的装置；通过将上述被计算的逆变器输出电压的相角波动量加上一上述逆变器输出电压的相角参考，来计算上述逆变器输出电压的相角的装置；和基于上述被计算的逆变器输出电压的相角，用于控制上述逆变器输出电压的装置。Δθv=H3(s)ΔVdcVdc----(9)]]>H3(s)=d1s+d0c1s+c0----(10)]]>c1＝cosθvc0＝a0cosθv+b0sinθvd1＝-sinθv(11)d0＝b0cosθv-a0sinθva0=R12σL1----(12)]]>b0＝ω1此处，Δθv逆变器输出电压相角的补偿量Vdc直流环节电压ΔVdc直流环节电压的波动量s拉普拉斯运算符θv逆变器输出电压相角R1感应电动机的初级电阻R2感应电动机的次级电阻L1感应电动机的初级自感L2感应电动机的次级自感M感应电动机的互感R12R12＝R1+(R2·M2/L22)σσ＝1-M2/(L1·L2)ωi逆变器的输出角频率
6.根据权利要求3、4、5其中之一的电源转换系统其中，上述用于检测或计算直流环节电压波动量的装置从上述被检测或被计算的直流环节电压中提取一在两倍于电源频率的频率上波动的正弦波；和其中上述的相位控制装置包括在单相电源情况下，用于在上述方程(2)、(6)和(10)其中之一的传输函数的电源频率的两倍的上述频率上计算频率分量的增益和相位并将其作为增益补偿值和相位补偿值的装置；用于将通过上述增益补偿值和上述相位补偿值补偿到上述被提取的正弦波的装置；通过用上述直流环节电压除被补偿的正弦波，来计算上述逆变器输出电压相角的补偿量的装置。
7.根据权利要求3、4、5其中之一的电源转换系统其中，上述用于检测或计算直流环节电压波动量的装置从上述被检测或被计算的直流环节电压中提取一在两倍于电源频率的频率上波动的正弦波；和其中上述的相位控制装置包括在单相电源情况下，用于在上述方程(2)、(6)和(10)其中之一的传输函数的电源频率的两倍的频率处将频率分量的增益和相位作为参数存储并产生增益补偿值和相位补偿值的装置，其中利用计算上述传输函数的变量，这几个方程事先被计算；将上述增益补偿值和上述相位补偿值补偿到上述被提取的正弦波的装置；通过用上述直流环节电压除被补偿的正弦波，来计算上述逆变器输出电压相角的补偿量的装置。
8.一电源转换系统，包括一转换器，用于将来自于电源的交流电转换成直流电；一直流电容器，用于平滑上述转换器输出的直流电；一逆变器，用于将由上述直流电容器平滑处理过的直流电转换成一任意频率的交流电以驱动和控制感应电动机；用于检测或计算上述感应电动机的输出转矩的装置；相位控制装置，用于控制上述逆变器输出电压的相角，以使上述被检测或被计算的输出转矩的值被保持在一恒定水平上。
9.一电源转换系统，包括一转换器，用于将来自于电源的交流电转换成直流电；一直流电容器，用于平滑上述转换器输出的直流电；一逆变器，用于将由上述直流电容器平滑处理过的直流电转换成一任意频率的交流电以驱动和控制感应电动机；用于控制dq轴旋转坐标系上的一个向量的装置，其中，与上述感应电动机的磁通轴相一致的轴被假设为d轴，正交于上述d轴的轴被假设为q轴；用于检测或计算q轴分量电流的装置；用于计算q轴初级电流指令值的装置；用于计算上述被检测或被计算的q轴分量电流值和上述被计算的q轴初级电流指令值之差的装置；和相位控制装置，用于控制上述逆变器输出电压的相角，以使上述被计算的差变为零。
10.根据权利要求1、2、8和9其中之一的电源转换系统其中在上述相位控制装置中，上述逆变器的输出频率被控制，以替代控制上述逆变器的输出电压相角。
11.根据权利要求3、4、和5其中之一的电源转换系统，进一步包括用于伪微分(falselydifferentiating)上述被计算的逆变器输出电压相角的补偿量的装置；通过将上述伪微分的补偿量加到逆变器的输出频率参考上，用于计算逆变器输出频率的装置；和用于控制上述逆变器的输出频率以替代控制上述逆变器输出电压相角，以使被检测或被计算的q轴分量上的电流被保持在一恒定水平上的装置。
12.根据权利要求7的电源转换系统，进一步包括用于将上述被计算的相位补偿值提前90度以获得被修改的相位补偿值的装置；用于将上述被计算的增益补偿值与两倍于电源角频率的角频率相乘以获得被修改的增益补偿值的装置；通过用上述被修改的增益和相位补偿值替代上述被计算的增益和相位补偿值，用于补偿上述被提取的正弦波的装置；通过用上述直流环节电压除被补偿的正弦波，来计算上述逆变器输出频率的补偿量的装置；用于通过将上述被计算的被偿量加到逆变器的输出频率参考上，来计算逆变器输出频率的装置；和用于控制上述逆变器的输出频率而不是控制上述逆变器的输出电压相角，以使上述被检测或被计算的q轴分量的电流被保持在一恒定水平上的装置。
13.根据权利要求7的电源转换系统，进一步包括用于将上述被计算的相位补偿值变更一预定角度以获得被修改的相位补偿值的装置；用于将上述被计算的增益补偿值变更一两倍于电源角频率的预定值，以获得被修改的增益补偿值的装置；用于通过用上述被修改的增益和相位补偿值而不是上述被计算的增益和相位补偿值来补偿上述被提取的正弦波的装置；通过用上述直流环节电压除被补偿的正弦波来计算上述逆变器输出频率的补偿量的装置；通过将上述被计算的补偿量加到逆变器的输出频率参考上，来计算逆变器输出频率的装置；和用于控制上述逆变器的输出频率而不是控制上述逆变器的输出电压相角，以使上述被检测或被计算的q轴分量的电流被保持在一恒定水平上的装置。
14.根据权利要求1、2、8和9其中之一的电源转换系统，其中上述逆变器在一恒定电压可变频率模式下操作。
15.一电源转换系统，包括一转换器，用于将来自于电源的交流电转换成直流电；一直流电容器，用于平滑上述转换器输出的直流电；一逆变器，用于将由上述直流电容器平滑处理过的直流电转换成一任意频率的交流电以驱动和控制感应电动机；用于控制dq轴旋转坐标系上的向量的装置，其中，与上述感应电动机的磁通轴相一致的轴被假设为d轴，正交于上述d轴的轴被假设为q轴；用于检测或计算q轴分量电流的装置；和用于控制上述逆变器的输出频率以使上述被检测或被计算的q轴分量的电流被保持在一恒定水平上的装置。
16.一电源转换系统，包括一转换器，用于将来自于电源的交流电转换成直流电；一逆变器，用于将由上述转换器输出的直流电转换成一任意频率的交流电以驱动和控制感应电动机；和向量控制装置，用于根据上述转换器输出的直流电的波动，来调节由上述逆变器输出的交流电压向量，以使当磁通分量电流在旋转坐标系(它由磁通轴和正交于上述磁通轴的转矩轴组成)上脉动时，由上述转换器在修正中产生的状态量变为常数。
17.一电源转换系统，包括一转换器，用于将来自于电源的交流电转换成直流电；一逆变器，用于将由上述转换器输出的直流电转换成一任意频率的交流电以驱动和控制感应电动机；和向量控制装置，用于根据上述转换器输出的直流电的波动，来调节由上述逆变器输出的从磁通轴到交流电压向量的相角，以使当磁通分量电流在旋转坐标系上脉动时，由上述转换器在修正中产生的状态量变为常数，该坐标系由磁通轴和正交于上述磁通轴的转矩轴组成。
18.一电源转换系统，包括一转换器，用于将来自于电源的交流电转换成直流电；一逆变器，用于将由上述转换器输出的直流电转换成一任意频率的交流电以驱动和控制感应电动机；和向量控制装置，用于根据上述转换器输出的直流电的波动，来调节上述逆变器的输出频率，以使当磁通分量电流在旋转坐标系上脉动时，由上述转换器在修正中产生的状态量变为常数，该坐标系由磁通轴和正交于上述磁通轴的转矩轴组成。
19.根据权利要求16、17、和18其中之一的电源转换系统，其中在上述的向量控制装置中，由上述转换器在修正中产生的状态量是转矩分量电流。
20.根据权利要求16、17、和18其中之一的电源转换系统，其中在上述的向量控制装置中，由上述转换器在修正中产生的状态量是上述感应电动机的转矩。
21.根据权利要求16、17、和18其中之一的电源转换系统，其中在上述的向量控制装置中，由上述转换器在修正中产生的状态量是在上述逆变器中消耗的能量。
22.根据权利要求16、17、和18其中之一的电源转换系统，其中在上述的向量控制装置中，由上述转换器在修正中产生的状态量是流向上述逆变器的电流。
23.根据权利要求16、17、和18其中之一的电源转换系统，其中在上述的向量控制装置中，由上述转换器在修正中产生的状态量是上述逆变器的输出电流。
24.一电源转换系统，包括一转换器，用于将来自于电源的交流电转换成直流电；一逆变器，用于将由上述转换器输出的直流电转换成一任意频率的交流电以驱动和控制感应电动机；和向量控制装置，用于根据上述转换器输出的直流电的波动，来调节磁通分量电压和转矩分量电压，以使当磁通分量电流在旋转坐标系上脉动时，转矩分量电流变为常数，该坐标系由磁通轴和正交于上述磁通轴的转矩轴组成。
25.一电源转换系统，包括一转换器，用于将来自于电源的交流电转换成直流电；一逆变器，用于将由上述转换器输出的直流电转换成一任意频率的交流电以驱动和控制感应电动机；和向量控制装置，用于根据上述转换器输出的直流电的波动，来调节磁通分量电流，以使上述磁通分量电流在旋转坐标系上脉动，该坐标系由磁通轴和正交于上述磁通轴的转矩轴组成。
26.根据权利要求16、17、18、24和25其中之一的电源转换系统，在其中在上述的向量控制装置中，上述调节在一控制模式中实现，其中，包含在上述逆变器的输出电压半周期中的脉冲个数为1。
27.根据权利要求16、17、18、24和25其中之一的电源转换系统，其中在上述的向量控制装置中，根据包含在上述逆变器的输出电压半周期中的脉冲个数，上述调节不被实现。
28.一电源转换系统，包括一转换器，用于将来自于电源的单相交流电转换成直流电；一逆变器，用于将由上述转换器输出的直流电转换成一任意频率的交流电以驱动和控制感应电动机；用于获得上述感应电动机的次级磁通平均值(φ2*)的装置；用于检测或计算从上述感应电动机的次级磁通轴到输出电压轴的相角(ρ)的装置；转矩电流计算装置，用于计算正交于上述次级磁通轴的转矩电流的平均值(iq*)；磁通频率计算装置，用于计算被送给上述感应电动机的次级磁通频率(ωo)；用于检测或计算在上述转换器的输出端和上述逆变器的输入端的直流环节电压(Vdc)的装置；用于计算来自于上述直流环节电压(Vdc)的平均值的直流环节电压波动量(ΔVdc)的装置；用于检测或估价上述感应电动机的旋转频率(fr)和角频率(ωr)的装置；基于上述感应电动机的旋转频率(fr)和滑差角频率参考(fs*)，来计算逆变器频率参考(fi*)的装置；通过对上述逆变器频率参考(fi*)积分，来获得逆变器相角参考(θi*)的装置；基于方程(1A)-(4A)，通过输入上述的电动机旋转频率(fr)、电动机角频率(ωr)、直流环节电压波动量(ΔVdc)、相角(ρ)、拉普拉斯运算符、直流环节电压(Vdc)、次级磁通角频率(ωo)、传输函数(H1(s))、电动机初级电阻(R1)、电动机次级电阻(R2)、电动机初级自感(L1)、电动机次级自感(L2)和互感(M)，来获得逆变器相角(θi)的补偿值(Δθi)的装置；通过将上述补偿值(Δθi)和上述逆变器相角参考(θi*)相加，来获得上述逆变器相角(θi)的装置；基于上述逆变器相角(θi)，来控制上述逆变器输出电压的装置。Δθi=H1(s)ΔVdcVdc----(1A)]]>H1(s)=d2s2+d1s+d0c2s2+c1s+c0----(2A)]]>c2＝cosρc1＝a1cosρ+b1sinρc0＝a0cosρ+b0sinρd2＝-sinρ (3A)d1＝b1cosρ-a1sinρd0＝b0cosρ-a0sinρa1=R2L2+R12σL1]]>a0=R1R2σL1L2+R2ML2·ω0iq*φ2*]]>b1=ω0-R2ML2·iq*φ2*]]>b0=R2L2ω0+R1M2σL1L2ω1-R12R2MσL1L2·iq*φ2*----(4A)]]>R12=R1+R2M2L22]]>σ=1-M2L1L2]]>
全文摘要
一电源转换系统,包括一将来自于电源的交流电转换为直流电的转换器,一平滑转换器输出的直流电的直流电容器,一将直流电容器平滑处理的直流电转换成一任意频率的交流电以驱动和控制一感应电动机的逆变器,一用于检测或计算感应电动机的磁通轴的单元,一用于计算正交于被检测或被计算磁通轴的电流的单元,和一用于控制逆变器输出电压的相角的相位控制单元,以使正交于此被检测或被计算的磁通轴的电流值被保持在一恒定水平上。
文档编号H02P21/08GK1193218SQ98100310
公开日1998年9月16日 申请日期1998年1月7日 优先权日1997年3月7日
发明者结城和明, 中沢洋介 申请人:东芝株式会社