min) / (?2_^ι)
[0062]最后，结合以上两个等式得到:
[0063]Vhigh — V Mx~ (Vhigh-Vmin) (Vin_V0Ut) /Vout
[0064]因此，
[0065]Vhigh — V MIN+ (Vmax-Vmin) Vout/Vin
[0066]可使用上述表达式在控制信号Vin和V wt的前值基础上得出或计算出作为离散值的阈值大小Vhkh，或可使用上述表达式产生用于控制上限阈值大小的连续波形。
[0067]在上述每个计算中，假设电路在DCM下工作，即其工作的结果可使储存在电感器LI中的所有能量在时刻t#Pt5时被释放。然而，在更高负载条件下，本发明的电路可在连续传导模式(continuous conduct1n mode, CCM)下工作，且为实现最佳操作，可改变下限阈值大小Vot的计算方式。不过，上限阈值大小Vhkh的计算方式与上述相同。
[0068]图3B显示这种操作。由于不存在两切换晶体管(充电和放电)均断电的有效时段，在图3B的信号图中不存在时刻t4。在连续传导模式下，假设输出电压Vtl恒定:
[0069]dIL/dt = (Vin - Vout) /L
[0070]在充电晶体管(例如图1A中的晶体管Pl或图1B中的晶体管N2)接通之后，如果给出在接通时间时为起始非零电流值的较低电流Imin，则:
[0071]Il (t) = (Vin-Vout) (t-t0)/L+IMIN
[0072]由此根据在不连续传导模式下的上述定义Itl= IJt)，得到:
[0073]t_t0 — (I Q IMIN) L/ (Vin - Vout)
[0074]因此，为确保输出端子V-的电压不小于最小电压V MIN，应将阈值大小Vot设定为:
[0075]Vlow= V min+L (10-1min) 2/2C (Vin - Vout)
[0076]为确定在CCM下的负载电流，如上文中就DCM所述，可直接测量或估计负载电流。由于从时刻h至时刻t2电容器Cl两端的电压变化为Vhkh-Vm，则电容器上增加的电荷可被表不为:
[0077]C (Vhigh-Vlow) = (Vin-Vout) (t2-t0)2/2L-(10-1min) (t2_t0)且 10-1min可被表不为:
[0078]1-1min — (V in_V0ut)(七2_七0)/2L-C (Vhigh-Vlow) / (t2-t0)
[0079]它与在DCM下!^的表达式相同。由于用于确定上述V _所需的量是I C1-1min，可使用相同的计算方式来估计在CCM下Ic1-1min的值，该值用于估计在DCM下的I P或者也可使用如下基于从时刻t2至时刻14的时段的可选表达式:
[0080]Iq-1min — V out (七4_七2) /2L (t3_T2) _C (VHIGH_VLOff) / (t5~t2)
[0081]在CCM下，有可能进一步优化对阈值大小Vm的控制。因为在从时刻t 5至时刻16的时段，从电容器Cl损失的总电荷如下:
[0082](1-1min) (^6 ~~ t5) /2
[0083]所以，下限阈值大小N.为:
[0084]Vlow — V IiN+ (1-1min) “6 " t5) /2
[0085]下限阈值大小Vujw也可被表示为:
[0086]Vlow — V max- (1-1min) “5 " t3) /2
[0087]在时刻t5时电感器电流I e I MIN，此时Vtl= V L0W’且可被表示为:
[0088]Imin= I Q- (Vin - V0J (t6-t5) /L = 10-Vout (t5_t3) /L
[0089]所以，
[0090](Vin-Vout) (t6-t5) = Vout (t5-t3)
[0091]可结合上述关系得到:
[0092]Vww — V MIN+V0Ut (10_IMIN) (t5-t3) /2 (Vin - Vout)
[0093]— Vmax- (1-1min)(七5_七3)/2
[0094]则:
[0095]Vww — V MIN+ (Vmax-Vmin) Vout/Vin
[0096]它与在CCM和DCM下V.的表达式相同。因此，对于CCM，V LOff= V HKH。
[0097]图4A和图4B显示图1A和图1B中的降压切换电压调节器电路、图2A中的控制器10A、以及图1B中的控制器1B的操作，且下文将更详细地说明在控制器1A和1B中用于确定上述切换时间的计算方式。虽然只显示DCM，但该图解也适用于CCM操作。图4A显示对负载电流Itl的变化作出响应的本发明磁滞变换器电路的操作。根据上述公式，当负载电流Itl增加时，阈值电压V 增加，由此使充电晶体管渐进提前接通。图4B类似地显示对在输入源Vin处的电压下降作出响应的磁滞变换器的操作，例如使用正在放电的电池工作。放电速率被扩大，以说明输入电压的下降对阈值电压Vot的影响；可增大阈值电压VOT，以使充电晶体管提前接通，从而补偿输入源Vin电压的下降。
[0098]已结合优选实施方式对本发明作了详细显示和说明，但本领域技术人员应了解无需脱离本发明的精神和保护范围，即可获得前述和其他在形式方面的变化以及细节。
【主权项】
1.一种降压切换电压调节器电路，包括: 比较电路，其用于当所述降压切换电压调节器电路的输出端的电压不超过第一阈值大小时提供第一指示，以及当所述降压切换调节器电路的所述输出端的电压超过第二阈值大小时提供第二指示，其中所述第二阈值大小大于所述第一阈值大小； 电感式存储元件； 切换电路，其用于为对所述第一指示作出响应而将所述电感式存储元件耦合在所述降压切换电压调节器电路的输入端与所述降压切换电压调节器电路的所述输出端之间，以及为对所述第二指示作出响应而将所述电感式存储元件耦合在所述降压切换电压调节器电路的所述输出端与所述降压切换电压调节器电路的所述输出端的返回路径之间；以及 控制电路，其用于产生作为时间变化电压信号的所述第一阈值大小和所述第二阈值大小，以使所述第一阈值大小随由所述降压切换电压调节器电路的所述输出端向负载提供的输出电流的增加而增加，且随所述输出电流的下降而下降，其中所述控制电路计算所述输出电流的指示，并据此改变所述第一阈值大小。
2.根据权利要求1所述的降压切换电压调节器电路，其中所述控制电路还根据所述输出电流的值改变所述第二阈值大小。
3.根据权利要求1所述的降压切换电压调节器电路，其中所述控制电路由所述降压切换电压调节器电路的所述输出端的电压、以及从所述第二指示在所述切换电路的给定周期内的起始处以及从所述第一指示在所述切换电路的下一周期内的起始处延伸的时段，计算所述输出电流的所述指示。
4.根据权利要求3所述的降压切换电压调节器电路，其中所述控制电路根据下列公式计算所述输出电流的指示: (Vin ~ Vout) (t2 ~ t0)/2L-C (Vhigh-Vlow) / (t2-t0) 其中Vin是所述降压切换调节器电路的所述输入端的电压，V _是所述降压切换调节器电路的所述输出端的电压，C是所述降压切换调节器电路的所述输出端的电容，L是所述电感式存储元件的感应系数，t2是所述第二指示在所述给定周期内的起始处的时刻，％是所述第一指示在所述给定周期内的起始处的时刻，Vhkh是所述第二阈值，且V 是所述第一阈值。
5.根据权利要求3所述的降压切换电压调节器电路，其中所述控制电路根据下列公式计算所述输出电流的指示: Vout (七4_七2) /2L (t5_t2) _C (VhIGH-Vlow) / (七5_七2) 其中v