Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法
【技术领域】
[0001]本发明属于开关电源技术领域，具体涉及Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法。
【背景技术】
[0002]传统Boost拓扑，是DC/DC变换基本方法之一，尤其适用于低电压直流电升压为高电压直流电输出。Boost作为APFC最常见拓扑，其贮能电感存在直流偏磁，会加速磁芯老化；该APFC贮能电感发热较严重，制约了 APFC模块整体往轻、薄、短、小方向优化。而其采用常见的桥式整流和高压电解电容，由于电解电容体积较大、寿命较短，降低了开关电源的可靠性，也不利于实现大功率开关电源模块的轻、薄、短、小。
【发明内容】
[0003]本发明需要解决的技术问题是提供一种不使用电解电容而提高可靠性，实现逐个脉冲精确占空比控制，实现真正的“谷底开关QR”，降低发热，实现输出电流低纹波，实现高的功率因数及电功效率，成本低的Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法。
[0004]本发明采用如下技术方案解决上述技术问题:
[0005]Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法，在Boost电路中接入磁集成的两组高频自激推挽振荡电路，使APFC过程包括受控于单片机MCU的两个低频的开关管分别调控两组高频自激推挽振荡电路的高频电感的APFC过程。
[0006]所述在Boost电路中接入磁集成的两组高频自激推挽振荡电路，具体方法为:
[0007]采用“日”字型磁芯的磁集成变压器TR，两组高频自激推挽振荡电路的高频电感，一组为绕组Nll和绕组N12，另一组为绕组N13和绕组N14，分别绕在磁集成变压器TR的两个边柱上，绕组Nll和绕组N12有第一中心抽头，绕组N13和绕组N14有第二中心抽头；
[0008]在交流输入电源?Uin的两端分别连接差模电感LI的异名端和差模电感L2的同名端，差模电感LI的同名端连接第二中心抽头，差模电感L2的异名端连接第一中心抽头；绕组Nll的同名端连接整流二极管DOl正极，绕组N12的异名端连接整流二极管D02正极，绕组N13的异名端连接整流二极管D03正极，绕组N14的同名端连接整流二极管D04正极，上述四个整流二极管的负极均连接电容COl —端，电容COl另一端接地；
[0009]绕组Nll和绕组N12分别对应连接推挽开关SI和推挽开关S2构成第一组高频自激推挽振荡电路，绕组N13和绕组N14分别对应连接推挽开关S3和推挽开关S4构成第二组尚频自激推挽振荡电路；
[0010]两组高频自激推挽振荡电路均采用D类自激推挽振荡电路结构:该结构的两个推挽开关，每个推挽开关的栅极经过一个RC并联支路后连接到另一个推挽开关的漏极；矩形磁化曲线的感应磁环有两个初级绕组和两个次级绕组；两个初级绕组有第一公共连接点，两个次级绕组有第二公共连接点；两个次级绕组分别经过两个反向串联支路后与两个初级绕组形成闭环回路，其中每个反向串联支路为限流电阻和稳压二极管反向串联；
[0011]两个初级绕组分别连接两个推挽开关的源极；两个推挽开关的栅极分别连接两个反向串联支路中限流电阻和稳压二极管的公共连接点；
[0012]所述两个低频的开关管分别为开关管Tl和开关管T2，推挽开关SI和推挽开关S2均受控于开关管Tl，推挽开关S3和推挽开关S4均受控于开关管T2，开关管Tl和开关管T2分别受控于单片机MCU的逐个脉冲占空比控制。
[0013]所述开关管Tl和开关管T2分别受控于单片机MCU的逐个脉冲占空比控制，具体方法为:
[0014]输入交流电正半波，交流输入电源?Uin的L端为高电位，N端为低电位，只有第二高频自激推挽振荡电路工作，单片机MCU输出占空比控制信号AD2至开关管T2的栅极，驱动开关管T2，当开关管T2导通才允许推挽开关S3和推挽开关S4产生D类自激推挽振荡；
[0015]输入交流电负半波，交流输入电源?Uin的N端为高电位，L端为低电位，只有第一高频自激推挽振荡电路工作，单片机MCU输出占空比控制信号ADl至开关管Tl的栅极，驱动开关管Tl，当开关管Tl导通才允许推挽开关SI和推挽开关S2产生D类自激推挽振荡。
[0016]还包括单片机MCU谷底开关QR控制，具体方法为:单片机MCU分别通过两个取样电阻取样开关管Tl和开关管T2的电流负反馈信号，仅当电流负反馈信号过零之后，才允许MCU输出下一个脉冲。
[0017]所述单片机MCU的启动方法为:
[0018]在交流输入电源?Uin的交流电正半波，交流电从交流输入电源?Uin的L端流经贮能电感LI，流入绕组N13和绕组N14的中心抽头后分成两路，一路流经绕组N13到整流二极管D03向电容COl充电，另一路流经绕组N14到整流二极管D04向电容COl充电，电容COl 一端接地，整流二极管Dl正极接地，充电电流流经整流二极管Dl回到交流输入电源?Uin的N端，实现正半波整流；
[0019]在交流输入电源?Uin的交流电负半波，交流电从交流输入电源?Uin的N端流经贮能电感L2，流入绕组NI I和绕组N12的中心抽头后分成两路，一路流经绕组NI I到整流二极管DOl向电容COl充电，另一路流经绕组NI2到整流二极管D02向电容COl充电，整流二极管D2正极接地，充电电流流经整流二极管D2回到交流输入电源?Uin的L端，实现负半波整流；
[0020]经上述全波整流充电后，电容COl输出直流电压UO ;直流电压UO经启动电阻Rj向单片机MCU供电，单片机MCU启动工作。
[0021]所述单片机MCU启动后，采用自供电方式，该方式具体为:在磁集成变压器TR的中柱设置绕组NV，当单片机MCU启动后，绕组NV的感应电流经全波倍电压整流后向单片机MCU供电。
[0022]还包括恒功率输出控制方法:单片机MCU分别取样负载的电压负反馈信号和电流负反馈信号，用于调整占空比控制信号使输出恒功率。
[0023]还包括主动抑平输出电流纹波方法:在磁集成变压器TR的中柱设置独立绕组Ni接收输入电源的谐波及其它有害的谐波，独立绕组Ni和调谐电感Lf与电容Cil、电容Ci2组成两组串联谐振电路，把上述谐波能量经二极管Dil和二极管Di2转化为直流电流源，贮存于电容Cil和电容Ci2，主动抑平电容COl的输出电流纹波。
[0024]本发明的优点在于:
[0025]1、APFC过程包括Boost电路差模电感LI或差模电感L2受控于低频的开关管Tl或开关管T2的低频率4 APFC过程，还包括磁集成的两组高频自激推挽振荡电路的高频电感的高频推挽频率fH APFC过程，两个频率于磁集成变压器TR的磁芯发生复合，复合频率的基波是(fH±f J，并由于磁化曲线之非线性造成谐波。推挽振荡有抵消偶次谐波，强化奇次谐波作用。整流二极管D01、D02以及D03、D04的全波整流具有倍频作用有利于滤波。使得APFC的直流输出电流纹波，比较容易滤波平滑，所以电路中均用纯固态电容，而不必采用大电容量的电解电容，提高可靠性。
[0026]2、交流输入电源?Uin经差模电感LI和差模电感L2，对推挽振荡直接供电，是交流电源供电方式，电流源供电能克制推挽振荡两臂高频参不完全对称之差异而可能导致的直流偏磁问题。
[0027]3、本发明方法能实现逐个脉冲精确占空比控制，实现真正的“谷底开关QR”。
[0028]4、本发明方法把开关电源内部热源分散到两组高频自激推挽振荡电路的4个推挽开关，降低发热。
[0029]5、实现输出电流低纹波。
[0030]6、实现高的功率因数及电功效率。
[0031]7、成本低。
【附图说明】
[0032]图1是本发明实施例1的电路原理图。
【具体实施方式】
[0033]下面结合附图对本发明【具体实施方式】做进一步详细描述，但不构成对本发明保护范围的限制。