一种电均衡及电解偏的方法、接收端设备和通信系统的制作方法

专利名称：一种电均衡及电解偏的方法、接收端设备和通信系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及通信技术领域，具体涉及一种电均衡及电解偏(Equalization)的方 法、接收端设备和通信系统。
背景技术：
(OFDM,Orthogonal Frequency Division Multiplexing) i—禾中冑 速传输技术，该技术的基本原理是将高速串行数据变换成多路相对低速的并行数据并对不 同的载波进行调制。这种并行传输体制大大扩展了符号的脉冲宽度，提高了抗多径衰落的 性能。偏振复用(PDM，PDM Polarization Division Multiplexing)技术可以将系统波特 率降低一半，放宽了对高速电子器件的带宽要求，允许从现有的10Gb/S商用光传输网络平 滑升级，是一种非常有潜力的技术。0FDM与偏振复用技术相结合，是未来值得关注的高速光 传输发展趋势。在偏振复用0FDM系统中，由于采用0FDM技术，信号周期变长，且引入了循环前缀 (CP, Cyclic Prefix)，因此可以抑制色散带来的码间干扰影响，但与此同时，信道也会给信 号带来畸变，比如，第k个子信道的发送信号为Sf,其中，才为信号的幅度，一为信 号的相位。信道在该子信道的频域响应为仗,其中，为信道的幅频响应，为 信道的相频响应。那么，接收信号为 < =巧《=< .一似,可知，接收信号的幅度 为4 =4.4,相位为< =4 + W。可以看出接收信号的幅度和相位均受到信道的影响，引 起信号畸变，因此需要对信道进行电均衡处理，消除信道给信号带来的影响。另一方面，光束在光纤中传输会发生随机双折射，因此，在传输过程中发送信号的 两个偏振态比如X偏振态和Y偏振态会不停旋转，然而，在接收端，由于对信道特性未知，接 收信号的两个偏振态比如X’偏振态和r偏振态并没有实时跟踪X偏振态和Y偏振态的旋 转，因此两路接收信号之间就会相互串扰。如下，信道中传输的数学模型用矩阵表示为 得出X kr= Hkxx . Xk1 + Hkxy . Ytk ，Yrk = Hkyx ·Xkt + Hkyy .Ykt其中，[*]k表示第k个子信道，Xf为X偏振态发送信号，Z〗为X’偏振态接收信号， Ytk为Y偏振态发送信号，Yrk为Y’偏振态接收信号，<表示X偏振态发送信号的直接信道， 表示Y偏振态发送信号对X偏振态发送信号的串扰信道，/^表示X偏振态发送信号对Y偏 振态发送信号的串扰信道，表示Y偏振态发送信号的直接信道。从公式里可以看出，X， 和亡中各自都包含X偏振态和Y偏振态的不同分量，该串扰对系统性能带来极大的破坏，因 此需要对两个接收信号进行电解偏处理。关于以上所说的需要对偏振复用0FDM系统进行电均衡及电解偏的问题，现有技 术还没有相关的解决方案，现有的电解偏方案主要针对是单载波系统而言的，而且现有技术中的电解偏是在时域进行，即直接对时域信号进行电解偏，运算和硬件的复杂度较高。

发明内容
本发明实施例提供一种电均衡及电解偏的方法、装置和通信系统，使得可以较为 简单地解决偏振复用OFDM系统中电均衡及电解偏的问题。一种电均衡及电解偏的方法，包括将接收到的时域信号转换成频域信号；检测接收到的时域信号中的同步序列(或者称同步符号Sync Symbol)，得到相应 的控制信号；根据所述控制信号计算电均衡和电解偏所需的参数；利用所述参数对频域信号进行电均衡及电解偏。一种接收端设备，包括转换单元，用于将接收到的时域信号转换成频域信号；检测单元，用于检测接收到的时域信号中的同步序列，得到相应的控制信号；参数计算单元，用于根据所述检测单元得到的控制信号计算电均衡和电解偏所需 的参数；处理单元，用于利用所述参数计算单元计算出的参数对转换单元转换而成的频域 信号进行电均衡及电解偏。一种通信系统，包括发送端设备和接收端设备发送端设备，用于发送时域信号给接收端设备；接收端设备，用于接收发送端设备发送的时域信号，将接收到的时域信号转换成 频域信号，检测接收到的时域信号中的同步序列，得到相应的控制信号，根据所述控制信号 计算电均衡和电解偏所需的参数，利用所述参数对转换而成的频域信号进行电均衡及电解偏。本发明实施例通过检测接收到的信号中的同步序列，计算出电均衡和电解偏所需 的参数，然后利用这些参数在频域对接收到的信号进行电均衡及电解偏，解决了偏振复用 OFDM系统中电均衡及电解偏的问题，而且，在频域进行电均衡和电解偏，相对于在时域进行 电均衡和电解偏而言，实现的复杂度会大大降低。


为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使 用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于 本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他 的附图。图1是本发明实施例一提供的电均衡及电解偏的方法的方法流程图；图2是本发明实施例二中接收端设备处理信号的示意图；图3是在时域信号中同步序列的示意图；图4是本发明实施例二提供的方法中均衡器和解偏器处理信号的示意图；图5是本发明实施例二所提供的方法中两种偏振态的同步序列的示意图6是本发明实施例三所提供的方法中两种偏振态的同步序列的示意7是本发明实施例四提供的方法中均衡&解偏器处理信号的示意图；图8是本发明实施例六提供的一种接收端设备的结构示意图；图9是本发明实施例六提供的一种接收端设备的结构示意图；图10是本发明实施例七提供的另一种通信设备的结构示意图；图11是在时域进行电解偏时的解偏器处理信号的示意图；图12是有限长冲激响应(FIR)滤波器处理信号的示意图。
具体实施例方式下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完 整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于 本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他 实施例，都属于本发明保护的范围。本发明实施例提供一种电均衡及电解偏的方法。本发明实施例还提供相应的接收 端设备和通信系统。以下分别进行详细说明。实施例一、一种电均衡及电解偏的方法，一方面，将接收到的时域信号转换成频域信号，另一 方面，检测接收到的时域信号中的同步序列，并得到与检测情况相应的控制信号，然后根据 控制信号计算电均衡和电解偏所需的参数，最后利用所述参数对转换而成的频域信号进行 电均衡及电解偏，即在频域对接收到的信号进行电均衡及电解偏。其中，接收到的信号在此 泛指时域信号和频域信号，当接收到的信号位于时域时称为时域信号，当接收到的信号位 于频域时称为频域信号，同步序列则指的是发送端发送的同步序列经过信道传输后接收到 的信号序列。参见图1，流程可以如下101、通过快速傅立叶变换(FFT，Fast Fourier Transform)将接收到的时域信号 转换成频域信号；102、检测接收到的时域信号中的同步序列，得到相应的控制信号，然后执行步骤 103;例如，可以采用如下方法对接收到的时域信号序列进行滑窗截取，将截取到的时域信号序列与同步序列进 行求互相关，得到互相关值，将该互相关值与预置的阈值进行比较，若小于该阈值，则确定 所述截取到的时域信号不是所需序列，表示没有检测到同步序列，于是输出指示接收到的 时域信号不是同步序列的控制信号；若大于所述阈值，则确定所述截取到的时域信号为所 需序列，表示检测到同步序列，于是输出指示接收到的时域信号是同步序列的控制信号。需说明的是，其中，滑窗的长度等于同步序列的序列长度，而阈值则可以根据运营 商的策略进行设置，该阈值一般可以设置为小于等于1，另外，互相关值指的是两路信号的 相似程度，互相关值越高，表示相似程度越高。103、根据所述控制信号计算电均衡和电解偏所需的参数，然后执行步骤104 ；例如，当控制信号指示接收到的时域信号是同步序列时，可以通过估计频域的传 输信道矩阵得出电均衡和电解偏所需的参数，比如先估计出频域直接信道和串扰信道，然 后根据由估计出的频域直接信道和串扰信道组成的信道矩阵得出电均衡和电解偏所需的参数；或者，此时也可以采用基于训练的自适应算法计算出电均衡和电解偏所需的参数。而 当控制信号指示接收到的时域信号不是同步序列时，即没有检测到同步序列时，则通过判 决反馈自适应算法跟踪信道，并更新电均衡和电解偏所需的参数，即计算出电均衡和电解 偏所需的参数，然后对均衡器和解偏器原有的参数进行更新，或者对均衡&解偏器原有的 参数进行更新。104、利用步骤103计算出来的参数对频域信号进行电均衡及电解偏，即在频域对 接收到的信号进行电均衡及电解偏；进行电均衡及电解偏时，可以分别进行电均衡和电解偏，也可以同时进行电均衡 和电解偏，例如，可以一边利用所述参数通过独立的均衡器对频域信号进行电均衡，一边利 用所述参数通过独立的解偏器对频域信号进行电解偏，也可以利用所述参数通过均衡&解 偏器，比如M0M0滤波器同时进行电均衡和电解偏。需说明的是，步骤101与其他的步骤，例如步骤102、步骤103和/或步骤104可以 同时进行。由上可知，本发明实施例采用通过检测接收到的信号中的同步序列，计算出电均 衡和电解偏所需的参数，然后利用这些参数在频域对接收到的信号进行电均衡及电解偏， 解决了偏振复用OFDM系统中电均衡及电解偏的问题，而且，在频域进行电均衡和电解偏， 相对于在时域进行电均衡和电解偏而言，实现的复杂度，例如计算的复杂度和硬件实现的 复杂度会大大降低。实施例二、根据实施例一所描述的方法，下面将举例作进一步详细说明。为了更好地描述本发明实施例，图2给出了本发明实施例的接收端设备处理信号 的示意图(需说明的是，为了便于理解，图2中还给出了现有技术中的其它部分的处理)。 其过程如下接收光信号经过偏振分束器(PBS，Polarization Beam Splitter)分为两路光信 号，两路光信号分别经过相干解调、光电转换，转为模拟电信号。两路模拟电信号经过模拟 /数字转换器(ADC，Anal0g-t0-Digital Converter，在图2中简称为ADC)采样量化为数字 基带信号，对两路数字信号进行去CP、串并变换处理，经过FFT转换后，由时域信号转为频 域信号，在频域对信号进行电均衡和电解偏处理，最后对解偏后的两路信号进行解码。需说明的是，本发明实施例主要是针对如何在频域进行电均衡和电解偏这部分而 言的，至于其余部分，由于均是公知技术，在此不再累赘。另外，为了描述方便，本发明实施 例将在FFT转换之前的信号(如前面所说的数字基带信号等)，即处于时域的所有信号均称 为时域信号，将经FFT转换后的信号称为频域信号。在OFDM系统中，往往会在发送的时域信号中周期性地插入同步序列用于同步，如 图3所示，每N个数据序列(或者说数据符号，Data Symbol，在图中简称DS)插入M个同步 序列(在图中简称SS)，其中M>= 1，N>>M，同步序列发送的是训练序列，即收发两端都 已知的序列，接收端设备在接收到这些时域信号后，一方面，检测出接收到的时域信号中的 同步序列，得到相应的控制信号，然后根据该控制信号计算出电均衡和电解偏所需的参数， 可参见图2 ；另一方面，将接收到的这些时域信号转换成频域信号，最后利用计算出来的参 数对转换而成的频域信号进行电均衡和电解偏。以下将举例作详细说明。
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在本实施例中，电均衡和电解偏分别进行，均衡器和解偏器处理信号的示意图，可 参见图4。由于本发明在频域中进行电均衡和电解偏，因此在图4中只给出了其中一个子信 道的均衡器和解偏器处理信号的示意图，其他子信道结构的均衡器和解偏器处理信号的示 意图与图4 一样。时域信号转换成频域信号后，首先利用均衡器对频域信号进行电均衡，以消除fi 道影响，然后再利用解偏器对电均衡后的频域信号进行电解偏，以消除两路信号之间的串 扰。该均衡器和解偏器是根据信道矩阵计算求得的，均衡器用矩阵表示为 解偏器用矩阵表示为 其中，表示均衡器，表示解偏器。矩阵中的冗、K、<和<分别为图4 中的抽头系数，即本发明实施例中所说电均衡和电解偏所需的参数。以下将对如何得到电均衡和电解偏所需的参数进行说明。参见图2，时域信号去CP后，首先进行同步序列的检测，然后输出相应的控制信 号，根据该控制信号进行电均衡和电解偏所需的参数的计算。具体可以如下通过滑窗对接收到的时域信号进行滑窗截取(滑动截取)，然后将滑窗截取到的 时域信号与同步序列求互相关，得到互相关值，将该相关值与预置的阈值进行比较，若小于 该阈值，则确定所述截取到的时域信号不是所需序列，输出指示接收到的时域信号不是同 步序列的控制信号；若大于所述阈值，则确定所述截取到的时域信号为所需序列，输出指示 接收到的时域信号是同步序列的控制信号，然后根据该控制信号进行电均衡和电解偏所需 的参数的计算。其中，滑窗长度等于同步序列的长度，例如，假设滑窗长度为L，则截取长度 为L的时域信号在0时刻截取接收到的时域信号0 L-1，在1时刻截取接收到的时域fi 号1 L，等等，以此类推。计算电均衡和电解偏所需的参数时可以通过估计传输的信道矩阵来进行计算， 道矩阵Hk可以如下 其中，<表示X偏振态发送信号的直接信道，表示Y偏振态发送信号对X偏振 态发送信号的串扰信道，表示X偏振态发送信号对Y偏振态发送信号的串扰信道，/^表 示Y偏振态发送信号的直接信道，参见背景技术。(1)当控制信号指示接收到的时域信号是同步序列时，即在检测到同步序列时，可 以采用最小二乘等算法估计两个偏振态的直接信道和两个偏振态之间的串扰信道，即估计 的信道矩阵泠*为 其中，伊表示对Hk的估计值，<表示对<的估计值，表示对的估计值，H, 表示对的估计值，々t表示对的估计值。
计算(估计)出直接信道和串扰信道，即纪和/^之后，就可以根据计
算出的直接信道和串扰信道来得出电均衡和电解偏所需的参数，即均衡器和解偏器的抽头 系数，由于均衡器是为了消除直接信道的影响，所以均衡器就是估计的直接信道的倒数，将
+和^r代入前面所述的用于表示均衡器的矩阵，得出均衡器为 由上可推出，电均衡后的信道矩阵圮是 1 由于频域信号在进行电均衡后，需要进行电解偏，所以可以推出，在解偏后的信道 矩阵纪_为 由于理想的电解偏状态为电解偏后的信道矩阵是对角矩阵，所以假设希望达到这 种理想状态，即希望 推出 所以，将化和的值代入用于表示解偏器的矩阵，可以得出解偏器为
HI H
k
wk +
"yx
Hi Hi
推出
W"=-
xy
Wk =-
”yx
yy
S=o
H
HkHkHkyyxy --ss -《HiKKK
这样，便可以通过上述均衡器和解偏器对频域信号进行电均衡和电解偏。(2)当控制信号指示接收到的时域信号不是同步序列时，即在没有检测到同步序 列，例如检测到的是数据序列时，可以采用判决反馈自适应算法跟踪信道，并更新电均衡和 电解偏所需要的各参数，即均衡器和解偏中的各个抽头系数^、K、<和％〖。判决反 馈自适应算法可以如下假设经过电均衡和电解偏后的频域信号为X' k(n)和Y' k(n)，n表示n时刻，对 X' k(n)和Y' k(n)进行判决处理，得到判决后的信号为之⑷和，得到误差为 迭代更新公式为
其中，P表示步长，忙0 + 1)表示(n+1)时刻的炉n〖(" + l)表示(n+1)时刻的 <，％> +)表示(n+1)时刻的+ 表示(n+1)时刻的％。将计算出来的误差g 和<代入上述迭代更新公式便可分别得出+ 、<( + 1)、<( + !)和的值，将 W^n + X)、<( + 1)、^;( + 1)和+ 代入均衡器和解偏器，完成对均衡器和解偏器的参 数的更新，然后再利用更新后的参数对频域信号进行电均衡及电解偏。需说明的是，在本实施例中，由于需要估计串扰信道，因此X偏振态发送的信号的 同步序列需要和Y偏振态发送的信号的同步序列同步，可参见图5。由上可知，本发明实施例通过检测接收到的信号中的同步序列，采用最小二乘法 等算法计算出电均衡和电解偏所需的参数，然后利用这些参数在频域对接收到的信号进行 电均衡及电解偏，解决了偏振复用OFDM系统中电均衡及电解偏的问题，而且，在频域进行 电均衡和电解偏，相对于在时域进行电均衡和电解偏而言，实现的复杂度会大大降低。实施例三、在本实施例中，均衡器、解偏器以及对时域信号中同步序列的检测与实施例二一 样，但以其他的方式来计算电均衡和电解偏所需的参数。如下(1)当控制信号指示接收到的时域信号是同步序列时，即在检测到同步序列时，采 用基于训练的自适应算法计算出电均衡和电解偏所需的参数。基于训练的自适应算法的迭代公式与判决反馈自适应算法一样，只是计算误差的 方法不一样。同步序列对于发送端和接收端来说都是已知的，假设X偏振态发送的信号的 ASY偏振态发送的信号为t，经过电均衡和电解偏后分别为X' k(n)和Y' k(n)，n表示n时刻，则误差为 同实施例二，迭代更新公式为W^n + \) = W^(n)+jU-Xkr (n)■ ekxWkxy{n + \) = W^y{n) + iu-F； {n) ■ ekxWkyx{n + \) = {n) + ju-Xkr {n) ekyW^{n + \) = W^n) + M-Yrk{nyeky与实施例二一样，其中，U表示步长，+ 表示(n+1)时刻的冗+ 表示 (n+1)时刻的+ 表示(n+1)时刻的巧，)+ 1婊示(n+1)时刻的巧，将计算出来 的误差<和<代入上述迭代更新公式便可分别得出忙(《 + 1)、<(" + 1)、炉^…+ 1)和+ 的值，将忙(《 + 1)、<( + 1)、巧(《 + 1)和+ 代入均衡器和解偏器，然后再利用这些参
数对频域信号进行电均衡及电解偏。(2)当控制信号指示接收到的时域信号不是同步序列时，即在检测不到同步序列 时，采用判决反馈自适应算法跟踪信道，并更新各均衡器和解偏器的各个参数，此处同实施 例二，在此不再累赘。在本实施例中，由于不需要估计串扰信道，因此，因此X偏振态发送的信号的同步 序列需要和Y偏振态发送的信号的同步序列可以不同步，参见图6。由上可知，本发明实施例采用通过检测接收到的信号中的同步序列，采用基于训 练的自适应算法等算法计算出电均衡和电解偏所需的参数，然后利用这些参数在频域对接 收到的信号进行电均衡及电解偏，解决了偏振复用OFDM系统中电均衡及电解偏的问题，而 且，在频域进行电均衡和电解偏，相对于在时域进行电均衡和电解偏而言，实现的复杂度会 大大降低。实施例四、本实施例采用了与实施例二一样的方案对同步序列进行检测以及对电均衡和电 解偏所需的参数进行计算，与实施例二不同的是，本实施例对频域信号的电均衡和电解偏 是同时进行的，为了描述方便，将该可以对频域信号同时进行电均衡和电解偏的模块称为 均衡&解偏器(滤波器)，如图7所示。需说明的是，由于本发明在频域中进行电均衡和电 解偏，因此在图7中只给出了其中一个子信道的均衡&解偏器处理信号的示意图，其他子信 道结构的均衡&解偏器处理信号的示意图与图7—样。从图7中可以看出，该均衡&解偏器采用了 MIM0滤波结构来进行均衡和解偏。用 矩阵表示为Wk 二 xyk矩阵中的<、Wkw, Kt和分别为图7中的抽头系数，即本发明实施例中所说 电均衡和电解偏所需的参数。计算电均衡和电解偏所需的参数可采用如实施例二中所描述 的方法，详见实施例二。(1)当控制信号指示接收到的时域信号是同步序列时，即在检测到同步序列时，可
11以采用最小二乘等算法估计两个偏振态的直接信道和两个偏振态之间的串扰信道，即估计 的信道矩阵泠*为 计算(估计)出直接信道和串扰信道，即<、Hkxy,力^和力^之后，根据计算出 的直接信道和串扰信道即可得出电均衡和电解偏所需的参数，即该均衡&解偏器的抽头系 数。以下将对如何算出该均衡&解偏器的抽头系数进行分析。参见背景技术，信道中传输的数学模型用矩阵标识为 其中，[*]k表示第k个子信道，<为X偏振态发送信号，义为X’偏振态接收信号， Jf为Y偏振态发送信号，Yrk为Y’偏振态接收信号，<表示X偏振态发送信号的直接信道， 表示Y偏振态发送信号对X偏振态发送信号的串扰信道，/^表示X偏振态发送信号对Y偏 振态发送信号的串扰信道，表示Y偏振态发送信号的直接信道。

希望接收的信号X丨和C不受信道的影响以及串扰的影响，即希望^丨, Ytk。由圮 X々+ Hkxy 和;= Hkyx X) + _ If可以看出，<和受到了直接信 道的影响(上式中的//i和^v)以及串扰的影响(上式中的双if和HX)。因此希望 接收信号I丨和f经过均衡&解偏模块的处理后能消除上述的影响。由图7中可以看出，经 过均衡&解偏器的电均衡和电解偏后的信号X' k和Y' k分别为 由于当时，
xkt r,"
，所以可推出了
即该均衡&解偏器
抽头系数为 将该抽头系数代入均衡&解偏器，然后再对频域信号进行电均衡及电解偏。(2)当控制信号指示接收到的时域信号不是同步序列时，即在检测不到同步序列 时，采用判决反馈自适应算法跟踪信道，并更新各均衡&解偏器的各个参数，此处与实施例 二类似，在此不再累赘。需说明的是，与实施例二一样，在本实施例中，由于需要估计串扰信道，因此X偏 振态发送的信号的同步序列需要和Y偏振态发送的信号的同步序列同步，可参见图5。由上可知，本发明实施例采用通过检测接收到的信号中的同步序列，采用最小二 乘法等算法计算出电均衡和电解偏所需的参数，然后利用这些参数在频域对接收到的信号 同时进行电均衡及电解偏，解决了偏振复用OFDM系统中电均衡及电解偏的问题，而且，在 频域进行电均衡和电解偏，相对于在时域进行电均衡和电解偏而言，实现的复杂度会大大 降低。实施例五、本实施例采用与实施例四一样的电均衡和电解偏方案，即同时对频域信号进行电 均衡和电解偏，对时域信号中同步序列的检测也与实施例三一致，与实施例三不同的是，本 实施例将采用其他的方式来计算电均衡和电解偏所需的参数。(1)当控制信号指示接收到的时域信号是同步序列时，即在检测到同步序列时，采 用基于训练的自适应算法计算出电均衡和电解偏所需的参数。基于训练的自适应算法的迭代公式与判决反馈自适应算法一样，只是计算误差的 方法不一样。同步序列对于发送端和接收端来说都是已知的，假设X偏振态发送的信号的 Xf ,Y偏振态发送的信号为If，经过电均衡和电解偏后分别为<( )和0),1!表示n时刻， 则误差为 迭代更新公式为 其中，ii表示步长，+ 表示(n+1)时刻的杧,<( + !)表示(n+1)时刻的
+ 表示(n+1)时刻的+ 表示(n+1)时刻的<，将计算出来的误差4和
k ,
4代入上述迭代更新公式便可分别得出+ 、^> + 1)、+ 和<( + !)的值，将和+ 代入均衡&解偏器，然后再利用这些参数对频
域信号进行电均衡及电解偏。(2)当控制信号指示接收到的时域信号不是同步序列时，即在检测不到同步序列 时，采用判决反馈自适应算法跟踪信道，并更新各均衡&解偏器的各个参数，此处与实施例 二类似，在此不再累赘。在本实施例中，由于不需要估计串扰信道，因此，因此X偏振态发送的信号的同步 序列需要和Y偏振态发送的信号的同步序列可以不同步，参见图6。由上可知，本发明实施例采用通过检测接收到的信号中的同步序列，采用基于训 练的自适应算法等算法计算出电均衡和电解偏所需的参数，然后利用这些参数在频域对接 收到的信号同时进行电均衡及电解偏，解决了偏振复用OFDM系统中电均衡及电解偏的问 题，而且，在频域进行电均衡和电解偏，相对于在时域进行电均衡和电解偏而言，实现的复 杂度会大大降低。实施例六、为了更好地实施以上方法，本发明实施例还相应地一种接收端设备，如图8所示， 该接收端设备包括转换单元601、检测单元602、参数计算单元603和处理单元604。转换单元601，用于将接收到的时域信号转换成频域信号；例如，该转换单元601 可以是FFT模块，将接收到的时域信号通过FFT变换，转换成频域信号，FFT模块的大小可 以根据子信道的个数而定。检测单元602，用于检测接收到的时域信号中的同步序列，得到相应的控制信号。参数计算单元603，用于根据所述检测单元得到的控制信号计算(或者说估算)电 均衡和电解偏所需的参数，例如可以采用最小二乘法等算法来估计信道矩阵，然后根据估 计的信道矩阵计算出电均衡和电解偏所需的参数，或者也可以采用基于训练的自适应算法 等算法估算出电均衡和电解偏所需的参数。处理单元604，用于利用所述参数计算单元603计算出的参数对转换单元601转换 而成的频域信号进行电均衡及电解偏。如图8所示，其中，所述检测单元602可以包括截取单元6021、互相关值计算单元 6022和比较单元6023。截取单元6021，用于对接收到的时域信号进行滑窗截取。互相关值计算单元6022，用于将截取单元6021截取到的时域信号与同步序列进 行求互相关，得到互相关值。比较单元6023，用于将所述互相关值计算单元6022得到的互相关值与预置的阈 值进行比较，若小于该阈值，则确定所述截取到的时域信号不是所需序列，表示没有检测到 同步序列，于是输出指示接收到的时域信号不是同步序列的控制信号；若大于所述阈值，则 确定所述截取到的时域信号为所需序列，表示检测到同步序列，于是输出指示接收到的时 域信号是同步序列的控制信号。如图8所示，所述参数计算单元603可以包括第一参数计算单元6031和第二参数 计算单元6032。第一参数计算单元6031，用于当所述检测单元602得出的控制信号指示接收到的 时域信号是同步序列时，通过估计(计算)信道矩阵得出电均衡和电解偏所需的参数；比如先估计出频域直接信道和串扰信道，然后根据由估计出的频域直接信道和串扰信道组成的 信道矩阵得出电均衡和电解偏所需的参数；其中，计算信道矩阵时可采用最小二乘法等算 法来计算，具体可参见实施例二和实施例四。第二参数计算单元6032，用于当所述检测单元602得出的控制信号指示接收到的 时域信号不是同步序列时，通过判决反馈自适应算法计算出电均衡和电解偏所需的参数， 具体可参见实施例二。或者，如图9所示，所述参数计算单元603也可以包括第三参数计算单元6033和 第四参数计算单元6034。第三参数计算单元6033，用于当所述检测单元602得出的控制信号指示接收到的 时域信号是同步序列时，采用基于训练的自适应算法计算出电均衡和电解偏所需的参数， 具体可参见实施例三和实施例五。第四参数计算单元6034，用于当所述检测单元602得出的控制信号指示接收到的 时域信号不是同步序列时，通过判决反馈自适应算法计算出电均衡和电解偏所需的参数， 具体可参见实施例二。其中，所述处理单元604可以是若干个均衡&解偏器，例如若干个M0M0滤波结构 的模块，也可以包括若干个独立的解偏器和均衡器；解偏器和均衡器的个数，或均衡&解偏 器的个数可以根据子信道的个数而定。解偏器，用于利用所述参数计算单元603计算出的参数对转换单元601转换而成 的频域信号进行电解偏。均衡器，用于利用所述参数计算单元603计算出的参数对转换单元601转换而成 的频域信号进行电均衡。由上可知，本发明实施例的接收端设备可以通过检测单元602检测接收到的信号 中的同步序列，利用参数计算单元603计算出电均衡和电解偏所需的参数，然后由处理单 元604利用这些参数在频域对接收到的信号进行电均衡及电解偏，解决了偏振复用OFDM系 统中电均衡及电解偏的问题，而且，在频域进行电均衡和电解偏，相对于在时域进行电均衡 和电解偏而言，实现的复杂度会大大降低。实施例七、为了更好地实施以上方法，本发明实施例还相应地提供一种通信系统，如图10所 示，该通信系统包括发送端设备701和接收端设备702 发送端设备701，用于发送时域信号给接收端设备；接收端设备702，用于接收发送端设备701发送的时域信号，将接收到的时域信号 转换成频域信号，检测接收到的时域信号中的同步序列，得到相应的控制信号，根据所述控 制信号计算电均衡和电解偏所需的参数，利用所述参数对转换而成的频域信号进行电均衡 及电解偏。其中，所述接收端设备702，还用于对接收到的时域信号进行滑窗截取，将截取到 的时域信号与同步序列进行求互相关，得到互相关值，将所述互相关值与预置的阈值进行 比较，若小于该阈值，则确定所述截取到的时域信号不是所需序列，表示没有检测到同步序 列，于是输出指示接收到的时域信号不是同步序列的控制信号；若大于所述阈值，则确定所 述截取到的时域信号为所需序列，表示检测到同步序列，于是输出指示接收到的时域信号是同步序列的控制信号。进一步的，所述接收端设备702，还用于当控制信号指示接收到的时域信号是同步 序列时，通过估计(计算)信道矩阵得出电均衡和电解偏所需的参数；比如先估计出频域直 接信道和串扰信道，然后根据由估计出的频域直接信道和串扰信道组成的信道矩阵得出电 均衡和电解偏所需的参数；其中，计算信道矩阵时可采用最小二乘法等算法来计算；或者所述接收端设备702，还用于当控制信号指示接收到的时域信号是同步序列时，也 可以采用基于训练的自适应算法计算出电均衡和电解偏所需的参数；所述接收端设备702，还用于当控制信号指示接收到的时域信号不是同步序列时， 可以通过判决反馈自适应算法计算出电均衡和电解偏所需的参数。关于电均衡和电解偏所需的参数的计算具体可参见实施例二、三、四和五，在此不 再赘述。该通信系统的接收端设备702可以包括转换单元601、检测单元602、参数计算单 元603和处理单元604 ；其中，转换单元601可以包括FFT转换模块(FFT的大小根据子信 道的个数而定)，检测单元602可以包括截取单元6021、互相关值计算单元6022和比较单 元6023 ；参数计算单元603可以包括第一参数计算单元6031和第二参数计算单元6032，或 者，参数计算单元603也可以包括第三参数计算单元6033和第四参数计算单元6034 ；处理 单元604则可以包括若干个均衡&解偏器，或者包括若干个独立的均衡器和解偏器(均衡 &解偏器的个数，或者均衡器和解偏器的个数根据子信道的个数而定)。为了体现本发明实施例所提供的方案与现有技术相比，可以大大降低实现的复杂 度，以下将对本发明实施例所提供的“在频域进行电均衡和电解偏”的方案，与现有技术存 在的“在时域进行电解偏”的方案作简单的分析比较。对于在时域进行电解偏的方法，假设样本周期为Ts，如图11所示，解偏器包含四个 FIR滤波器，即Wxx、Wxy、Wyx、ffyy, FIR滤波器处理信号的示意图可参见图12，假设每个滤 波器的抽头系数为M,则每个滤波器的复数乘法为M次，复数加法为M-1次，可以推出，四个 滤波器的复数乘法共为4M次，复数加法共为4X (M-1)次，如图11所示，由于在输出端还有 两个加法器，所以，在每个样本周期内，即在每Ts需要进行的复数乘法运算为4M，复数加法 运算为 4X (M-l)+2 = 4M-2。对于在频域进行电均衡和电解偏的方法，假设子信道个数为N(即FFTsize = N)， 不考虑CP，则OFDM符号周期为N Ts，则在每个符号周期内，即每N Ts需要进行的乘法运 算为4N，加法运算为2N，可参见图4和图7。
4MAM-2归一化进行比较，时域方法每秒需要的乘法运算为j，加法运算为一频域
4N 42N 2
方法每秒需要的乘法运算为^ = yx，加法运算为= Ys。可以看出，在频域进行电均衡和电解偏的方法的复杂度远远低于在时域进行电均 衡和电解偏的方法。由上可知，本发明实施例通过检测接收到的信号中的同步序列，采用最小二乘法 或基于训练的自适应算法等算法计算出电均衡和电解偏所需的参数，然后利用这些参数在 频域对接收到的信号进行电均衡及电解偏，解决了偏振复用OFDM系统中电均衡及电解偏的问题，而且，由上面的分析可知，在频域进行电均衡和电解偏，相对于在时域进行电均衡 和电解偏而言，实现的复杂度，包括运算的复杂度和硬件的实现复杂度等都会大大降低，这 也就意味着处理信号的时间可以大大的减少，以及建设网络架构的成本也可以有所降低。本领域普通技术人员可以理解上述实施例的各种方法中的全部或部分步骤是可 以通过程序来指令相关的硬件来完成，该程序可以存储于一计算机可读存储介质中，存 储介质可以包括只读存储器(ROM，Read Only Memory)、随机存取记忆体(RAM，Random Access Memory)、磁盘或光盘等。以上对本发明实施例所提供的一种电均衡及电解偏的方法、接收端设备和通信系 统进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上 实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技 术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式
及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本 说明书内容不应理解为对本发明的限制。
权利要求
一种电均衡及电解偏的方法，其特征在于，包括将接收到的时域信号转换成频域信号；检测接收到的时域信号中的同步序列，得到相应的控制信号；根据所述控制信号计算电均衡和电解偏所需的参数；利用所述参数对频域信号进行电均衡及电解偏。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述检测接收到的时域信号中的同步序 列，得到相应的控制信号，包括对接收到的时域信号进行滑窗截取；将截取到的时域信号与同步序列进行求互相关，得到互相关值； 将所述互相关值与预置的阈值进行比较，若大于所述阈值，则输出指示接收到的时域 信号是同步序列的控制信号，若小于所述阈值，则输出指示接收到的时域信号不是同步序 列的控制信号。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述根据所述控制信号计算电均衡和 电解偏所需的参数包括当控制信号指示接收到的时域信号是同步序列时，通过估计信道矩阵计算出电均衡和 电解偏所需的参数。
4.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述根据所述控制信号计算电均衡和 电解偏所需的参数包括当控制信号指示接收到的时域信号是同步序列时，采用基于训练的自适应算法计算出 电均衡和电解偏所需的参数。
5.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述根据所述控制信号计算电均衡和 电解偏所需的参数包括当控制信号指示接收到的时域信号不是同步序列，通过判决反馈自适应算法计算出电 均衡和电解偏所需的参数。
6.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述利用所述参数对频域信号进行电 均衡及电解偏包括利用所述参数分别对频域信号进行电均衡和电解偏；或者 利用所述参数同时对频域信号进行电均衡和电解偏。
7.一种接收端设备，其特征在于，包括转换单元，用于将接收到的时域信号转换成频域信号； 检测单元，用于检测接收到的时域信号中的同步序列，得到相应的控制信号； 参数计算单元，用于根据所述检测单元得到的控制信号计算电均衡和电解偏所需的参数；处理单元，用于利用所述参数计算单元计算出的参数对转换单元转换而成的频域信号 进行电均衡及电解偏。
8.根据权利要求7所述的接收端设备，其特征在于，所述检测单元包括截取单元，用 于对接收到的时域信号进行滑窗截取；互相关值计算单元，用于将截取单元截取到的时域信号与同步序列进行求互相关，得 到互相关值；比较单元，用于将所述互相关值计算单元得到的互相关值与预置的阈值进行比较，若 大于所述阈值，则输出指示接收到的时域信号是同步序列的控制信号，若小于所述阈值，则 输出指示接收到的时域信号不是同步序列的控制信号。
9.根据权利要求7或8所述的接收端设备，其特征在于，所述参数计算单元包括第一参数计算单元，用于当所述检测单元得出的控制信号指示接收到的时域信号是同 步序列时，通过估计信道矩阵计算出电均衡和电解偏所需的参数；第二参数计算单元，用于当所述检测单元得出的控制信号指示接收到的时域信号不是 同步序列时，通过判决反馈自适应算法计算出电均衡和电解偏所需的参数。
10.根据权利要求7或8所述的接收端设备，其特征在于，所述参数计算单元包括第三参数计算单元，用于当所述检测单元得出的控制信号指示接收到的时域信号是同 步序列时，采用基于训练的自适应算法计算出电均衡和电解偏所需的参数；第四参数计算单元，用于当所述检测单元得出的控制信号指示接收到的时域信号不是 同步序列时，通过判决反馈自适应算法计算出电均衡和电解偏所需的参数。
11.根据权利要求7或8所述的接收端设备，其特征在于，所述处理单元包括均衡器，用于利用所述参数计算单元计算出的参数对转换单元转换而成的频域信号进 行电均衡；解偏器，用于利用所述参数计算单元计算出的参数对转换单元转换而成的频域信号进 行电解偏。
12.一种通信系统，其特征在于，包括发送端设备和接收端设备发送端设备，用于发送时域信号给接收端设备；接收端设备，用于接收发送端设备发送的时域信号，将接收到的时域信号转换成频域 信号，检测接收到的时域信号中的同步序列，得到相应的控制信号，根据所述控制信号计算 电均衡和电解偏所需的参数，利用所述参数对转换而成的频域信号进行电均衡及电解偏。
全文摘要
本发明实施例公开了一种电均衡及电解偏的方法、接收端设备和通信系统。本发明实施例通过检测接收到的信号中的同步序列，计算出电均衡和电解偏所需的参数，然后利用这些参数在频域对接收到的信号进行电均衡及电解偏，解决了偏振复用OFDM系统中电均衡及电解偏的问题，而且，在频域进行电均衡和电解偏，相对于在时域进行电均衡和电解偏而言，实现的复杂度会大大降低。
文档编号H04L25/03GK101854316SQ20091013234
公开日2010年10月6日 申请日期2009年3月30日 优先权日2009年3月30日
发明者刘磊, 解长松, 陈子欢 申请人:华为技术有限公司