有序输出电压如下列所示
[0106] 式中，UA为A相电压，Ual为A相每个功率单元的两端输出电压。通过控制每个功 率单元桥臂上四只功率管的导通和关断，得到相电压的输出，每个功率单元可以产生三种 电平，即Ε、0、-Ε，如表1所示。
[0107] 表1三电平开关状态
[0108]
[0109] 级联式高压变频器输出端的电平数是由功率单元的个数决定，级联的功率单元越 多所输出的电压的电平数越多，而这些电平叠加后输出波形的好坏，直接影响到变频器的 性能。所以，对这些功率单元的控制尤为重要，好的调制方案可以使系统的损耗减少，利用 率高，保证系统稳定运行，并且输出的波形质量好，谐波含量少。因此，对于级联式高压变频 器控制策略的选择成功与否直接决定了试验结果的好坏。
[0110] 脉宽调制控制策略对级联式变频器稳定性影响很大，选择好的控制策略对高压变 频器的性能至关重要。目前主要有空间矢量法、载波移相法以及同步移相法。空间矢量 SPffM具有开关损耗小、直流电压利用率高等优点、主要应用于低压变频器中，如用到级联式 变频器中电压矢量数量变得较多，控制方式不易实现。同步移相法是利用一相中一个功率 单元的SPWM，对其进行移相来控制其他功率单元，实现叠加输出高电压，此种方法具有算法 简单、计算量小优点，但输出波形较差、谐波成分大。载波移相法利用每个功率单元载波进 行水平或者垂直移相，产生叠加的SPffM控制开关管，实现低压器件输出高电压，此种方法 弥补了空间矢量SPffM的算法难、同步移相法波形差的缺点，虽然计算量比同步移相法大很 多，但具有开关损耗小，电压波形好，谐波含量低的特点，本文采用水平载波移相法作为高 压变频器的控制策略，通过试验证明这种方法是确实可行的。
[0111] 幅值调制比m是正弦调制波幅值与三角载波幅值之比，它对输出电压也有较大的 影响。图22分别为m = 0.6和m = 0.9时相电压和线电压波形。由图22可以看出，幅值 调制比m = 0. 9比m = 0. 6时电压电平数高，波形更接近正弦波。根据表2中的数据，利用 MATLAB进行曲线拟合可分别得到相电压、线电压THD随m的减小，输出电压电平数也逐渐减 小，电压总畸变率THD逐渐增加，故在设计高压变频器时，无论从提高电压利用率考虑，还 是从降低电压畸变率考虑，都应该使调制比取值较大。从表2中可以看出：当m < 0. 8时， 相电压和线电压THD很大，所以在选择调制比时，一般取0. 8〈m〈l，以达到最佳效果。
[0112] 表2幅值调制比m变化对输出电压影响对比表
[0113]
[0114]
[0115] 在PffM分配板的电路设计中是由DSP输出的三相电压参考信号送往PffM分配板， 由FPGA实现移相式PffM调制。综合考虑各种芯片的性能及成本，最终选择Cyclone系列 FPGA芯片EP1C6Q240C8为PffM分配板的主控芯片。Cyclone器件主要由逻辑阵列块（LAB)、 嵌入式存储器、I/O单元和PLL等模块构成，在各个模块间存在丰富的互连线和时钟网络。 分配板的功能框图如图14所示。FPGA主芯片输入端口有复位端口（RST)、时钟输入端口 (CLK)、过压、欠压保护端口（PTK)以及三相电压数字参考信号输入等；输出端口主要是PffM 信号输出。
[0116] 时钟信号和复位信号需要作用于系统中的每个时序逻辑单元，因而需要采用全局 控制信号，减少时钟信号的传输延迟。电压保护由于其实时性要求，输入端口 PTK也需要采 用全局控制信号。在主电路发生过压、欠压情况时，电压保护电路输出的低电平信号输往 PffM分配板FPGA芯片的PTK端口，触发FPGA封锁PffM输出。参考电压信号输入和移相式 PffM输出端口采用普通的IO端口，在编程时作相应的配置即可。
[0117] PffM分配板实现移相式PffM脉冲多路输出，程序利用Quartus4. 2软件，采用原理图 法和VHDL语言混合编程。对于N个功率单元级联的变频器，各单元H桥驱动时每相的多 路序列脉冲相位差为η/N。本发明六单元级联单元驱动，每相输出的PffM波为六对相位差 为31/6。三相移相式PffM共18对脉冲。要产生移相式PffM波形，六对三角载波的生成是重 要的一环节。本课题采用六个加减计数器来产生三角载波，六个加减计数器初始值不同，构 成相位差。比较器是一个组合逻辑电路，三角载波和正弦波任一幅度值的变化都会引起比 较器的工作。
[0118] 在VHDL程序设计中，比较过程为：设正弦波的幅值sinwv_amp[ll :0]，最高位 sinwv_amp[ll]为符号位（1表示正，0表示负）；三角载波的幅度值为triwv_amp[ll:0]，最 高位triwv_amp[ll]也为符号位，比较逻辑为：
[0119] 1)若 sinwv_amp[ll] = 1，triwv_amp[ll] = 0,则比较结果为高电平；
[0120] 2)若 sinwv_amp [11] = triwv_amp [11 = 1，当：
[0121] sinwv_amp [10:0] ^ triwv_amp [10:0]时，结果为高电平；
[0122] 3)若 sinwv_amp [11] = triwv_amp [11] = 0,当：
[0123] sinwv_amp [10:0] < triwv_amp [10:0]时，结果为高电平；
[0124] 4)其他情况下，一概为低电平。
[0125] 完整的SPffM脉冲序列包含占空比从0%到100%的脉冲，因此有些脉冲宽度可能 非常窄，而过窄的脉冲持续时间内，功率器件不能完全导通或关断，使功率器件的损耗增 加。为避免出现这种状况，需把这些窄脉冲删除。每相六对PWM序列输出用于控制各个级 联单元，每一对脉冲控制一个逆变器中同一相上、下桥臂的开关。理论上，这一对信号完全 互补，实际由于功率器件通、断时间不完全相等，器件的关断时间实际上要长于导通时间， 有可能造成电源短路。为避免上下桥臂上功率器件瞬态短路，必须提供死区延时，使功率开 关管导通之前确保相应的开关管已经截止。脉冲输出封锁引脚PTK与功率单元过压、欠压 电路输出相连，实现对电路过压、欠压等的保护，该引脚低电平有效，当检测到外部输入到 该引脚的信号为逻辑"〇"时，输出的三相十八对PWM脉冲被封锁，并全部置为低电平，当检 测到该引脚恢复为高电平时，六路触发脉冲正常输出。据此原理，可在比较器模块中直接加 入PTK信号，以控制PffM的产生。只有在该信号无效，即电平为" 1"时，正弦波才与三角波比 较。当PTK为"0"时，三相共十八对PffM输出均被封锁为低电平，从而保护系统功率单元。
[0126] 本实施方式中，一号电压霍尔传感器和电压霍尔传感器的电路结构相同，均包括 型号为CHV-10000V的传感器、电阻R44和电阻Rm，如图12所示，
[0127] 电阻R44的一端连接型号为CHV-10000V的传感器的+HT端，电阻R44的另一端和 型号为CHV-10000V的传感器的-HT端分别连接整流单元的直流母线电压和电机的端电压， 型号为CHV-10000V的传感器的M端同时连接电阻Rm的一端和电压霍尔传感器的电压信 号输出端。
【具体实施方式】 [0128] 二：本实施方式是对一所述的基于无传感器的高压级 联变频器矢量控制系统作进一步说明，本实施方式中，它还包括外围单元和显示器，
[0129] DSP主控板的控制信号输入\输出端连接外围单元的控制信号输出\输入端，
[0130] DSP主控板的显示信号输入\输出端连接显示器的显示信号输出\输入端。
【具体实施方式】 [0131] 三：参照图6、图11和图13具体说明本实施方式，本实施方式是对 一所述的基于无传感器的高压级联变频器矢量控制系统作进一步说明，本 实施方式中，PWM分配板采用型号为EP1C6Q240C8的FPGA芯片实现，整流单元采用型号为 SQL300A1600V的整流桥实现，信号隔离驱动单元采用型号为2SD315AI的驱动模块实现，六 级联三相逆变器采用三相，每相六个型号为FGA25N120ANTD的IGBT功率单元串联后，三相 并连实现，电压霍尔传感器采用型号为CHV-10000V的传感器实现，
[0132] 每个功率单元结构均相同，
[0133] 每个功率单元包括一号二极管Dl、二号二极管D2、三号二极管D3、四号二极管D4、 五号二极管D5、六号二极管D6、七号二极管D7、八号二极管D8、九号二极管D9、十号二极管 D10、一号电解电容CU二号电解电容C2、电阻RU电阻R2、电阻R3、电容C2、电容C3、滑动变 阻器R4、一号三极管A1+、二号三极管A1-、三号三极管Bl+和四号三极管B1-，
[0134] 移相变压器1的三相交流信号输出端分别连接一号二极管Dl的阳极、二号二极管 D2的阳极和三号二极管D3的阳极，一号二极管Dl的阳极连接四号二极管D4的阴极，二号 二极管D2的阳极连接五号二极管D5的阴极，三号二极管D3的阳极连接六号二极管D6阴 极，
[0135] -号二极管Dl的阴极同时连接二号二极管D2的阴极、三号二极管D3的阴极、一 号电解电容Cl的正极、电阻Rl的一端、电阻R3的一端、一号三极管Al+的集电极、三号三 极管Bl+的集电极、七号二极管D7的阴极和八号二极管D8的阴极，
[0136] -号三极管Al+的发射极同时连接七号二极管D7的阳极、二号三极管Al-的集电 极和九号二极管D9的阴极，
[0137] 四号二极管D4的阳极同时连接五号二极管D5的阳极、六号二极管D6的阳极、二 号电解电容C2的负极、电阻R2的一端、电容C3的一端、滑动变阻器R4的滑动端、滑动变阻 器R4的一端、二号三极管A-的发射极和四号三极管B2的发射极，
[0138] 四号三极管Bl-的集电极同时连接十号二极管DlO的阴极、三号三极管Bl+的发 射极和八号二极管D8的阳极，
[0139] -号电解电容Cl的负极同时连接二号电解电容C2的正极、电阻Rl的另一端和电 阻R2的另一端，电阻R3的另一端同时连接电容C3的另一端和滑动变阻器R4的另一端，
[0140] 一号三极管Al+的发射极同时连接功率单元Bl的另一端和功率单元Cl的另一 端，
[0141] 三号三极管Bl+的发射极连接功率单元A2中的一号三极管A2+的发射极连接，功 率单元A2至功率单元A6的连接关系和功率单元Al与功率单元A2相同，功率单元A6中的 二四号三极管B6-的集电极连接永磁同步电机的三相交流信号输入端；
[0142] 电流采样处理电路10包括电解电容E11、稳压二极管WY11、滑动变阻器W11、电阻 R11、电解电容E12、两个型号为LF353的功率运算放大器、电阻R16、电阻R13、电阻R14、电 阻R15、电阻R12、电阻R17、电阻R18、电阻R19、电容C11、电容C12、十一号二极管Dll和十二 号二极管D12，