输出电压相位自同步的lclc-t谐振型高频逆变器的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及高频交流配电（HFACros)领域，特别涉及一种输出电压相位自同步的 LCLC-T谐振型高频逆变器。
【背景技术】
[0002] 高频交流配电（HFACros)方式与直流配电（DCros)方式相比，具有电压转换方 便、功率变换级数少、功率密度高和效率高等优点，既可应用于小功率、短距离传输的计算 机和通信系统，又可应用于中等功率、长距离传输的电动汽车和微电网领域。高频谐振逆变 器将电池、太阳能板等直流电源设备产生的直流电转换成高频交流电，馈送至高频交流母 线（HFACBUS)。随着用电功率等级的不断扩大以及可靠性、冗余性要求的不断提高，多组逆 变器并联使用的要求越来越突出。逆变器并联要求各组变换器的输出电压相位和幅值都要 一致，否则会在电路中产生环流，严重影响电路工作。目前，常采用的移相全桥逆变器，由于 调制策略的缺陷，导致输出高频交流电压的相位和幅值耦合在一起，无法实现对相位和幅 值的解耦控制，给多组逆变器并联操作带来不便。
【发明内容】
[0003] 本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提出一种输出电压相位自同步的 LCLC-T谐振型高频逆变器，该LCLC-T谐振型高频逆变器适用于高频交流配电领域，具体可 以应用于将电池、太阳能板等直流电源设备的直流电转成高频交流电，在多组逆变器并联 使用的场合，输出电压的幅值和相位解耦，实现各组逆变器输出电压相位自同步。
[0004] 本发明的目的通过以下技术方案实现：一种输出电压相位自同步的LCLC-T谐振 型高频逆变器，包括：半桥单元X、反向串联开关管单元Y及LCLC-T谐振网络单元Z;所述 半桥单元X包括第一电解电容Cfl、第二电解电容Cf2、第一谐振电容C1、第二谐振电容C2、第 一二极管VD1、第二二极管VD2、第一开关管S1和第二开关管S2;所述第一电解电容Cfl和第 二电解电容(；2的电容值相等；所述第一电解电容C￡1的负极与第二电解电容C^的正极相 连，所述第一开关管S1的漏极、第一二极管VD:的阴极和第一谐振电容C:的一端均与第一 电解电容(^的正极相连接；所述第一开关管Si的源极、第一二极管VDi的阳极和第一谐振 电容C1的另一端均与第二开关管S2的漏极相连接；第二二极管VD2的阴极和第二谐振电容 (：2的一端均与第二开关管S2的漏极相连接；所述第二开关管S2的源极、第二二极管VD2的 阳极和第二谐振电容C2的另一端均与第二电解电容C^的负极相连接；所述反向串联开关 管单元Y包括第三谐振电容C3、第四谐振电容C4、第三二极管VD3、第四二极管VD4、第三开 关管S3和第四开关管S4;所述第三开关管S3的源极、第三二极管VD3的阳极、第三谐振电容 C3的一端、第四二极管VD4的阳极和第四谐振电容C4的一端均与第四开关管S4的源极相连 接；所述第一谐振电容C1、第二谐振电容C2、第三谐振电容C3和第四谐振电容C4的值相等； 所述LCLC-T谐振网络单元Z包括串联谐振电感Ls、串联谐振电容Cs、并联谐振电感Lp和并 联谐振电容Cp;所述串联谐振电感L3的一端与串联谐振电容C3的一端相连接；所述并联谐 振电感Lp的一端和并联谐振电容C p的一端均与串联谐振电容C s的另一端相连接；所述反 向串联开关管单元Y中第三谐振电容(：3的另一端、第三二极管VD 3的阴极和第三开关管S 3 的漏极、LCLC-T谐振网络单元Z中串联谐振电感匕的另一端均与半桥单元X中第一电解电 容(^的负极相连接；所述反向串联开关管单元Y中第四谐振电容(： 4的另一端、第四二极管 VD4的阴极和第四开关管S 4的漏极、LCLC-T谐振网络单元Z中并联谐振电感L p的另一端和 并联谐振电容Cp的另一端均与半桥单元X中第一开关管S :的源极相连接；所述LCLC-T谐 振网络单元Z在电路工作角频率下呈现感性，以实现软开关；所述第一开关管S 1、第二开关 管S2、第三开关管S3、第四开关管S4的第一驱动信号G i、第二驱动信号G2、第三驱动信号G3、 第四驱动信号G4由三角载波Tri与直流电压V 比较获得；所述第一开关管S i、第二开关 管S2在三角载波Tri大于直流电压V 时，交替导通；所述第三开关管S 3在第一开关管S : 导通的过程中，从三角波Tri到达峰值时刻开始导通，在第二开关管S2导通时关断；所述第 四开关管S 4在第二开关管S 2导通的过程中，从三角波Tri到达峰值时刻开始导通，在第一 开关管S1导通时关断；一个工作周期可以分为以下6个阶段：
[0005] 阶段I :第四开关管S4关断，第一开关管S i导通，开关管网络输出电压Uab等于输 入直流电压值V2in的1/2。
[0006] 阶段II :第一开关管S1导通过程中，第三开关管S3开通，开关管网络输出电压值 Uab等于输入直流电压值V2in的1/2,且谐振电流i大于0,并逐渐增加。
[0007] 阶段III :第一开关管S1关断，第一谐振电容C i充电，第二谐振电容C2和第四谐振 电容<^4放电，至第一开关管S i的源极和第二开关管S 2的漏极的交汇点A电位变成输入直 流电压值V2in的1/2时开关管网络输出电压值U AB等于0,由于此时第三开关管S 3开通，故 电流从反向串联开关管单元Y流过，方向为从上到下。
[0008] 阶段IV :第三开关管S3关断，第二开关管S 2开通，开关管网络输出电压值U AB等于 负的输入直流电压值V2in的1/2。
[0009] 阶段V:第二开关管S2导通过程中，第四开关管S 4开通，开关管网络输出电压值U AB 等于负的输入直流电压值V2in的1/2,且谐振电流i小于0并逐渐变大。
[0010] 阶段VI :第二开关管S2关断，第二谐振电容C2充电，第一谐振电容C i和第三谐振 电容C3放电，所述第一开关管S i的源极和第二开关管52的漏极的交汇点A电位变成输入直 流电压值V2in的1/2时有开关管网络输出电压值U AB等于0,由于此时第四开关管S 4开通， 故电流从反向串联开关管单元Y流过，方向为从下到上。之后重复以上6个阶段。
[0011] 所述三角波频率为2 Co1，对开关管网络输出电压值Uab进行傅里叶分解可得：
[0013] 所述输出电压相位自同步的LCLC-T谐振型高频逆变器，可以通过改变直流电压 Vraf的大小，进而调整控制角a，从而改变开关管网络输出电压值Uab的基波分量Uabi的幅 值；所述开关管网络输出电压值Uab的基波分量U AB1关于三角载波Tri的过零点对称，开关 管网络输出电压值Uab的基波分量U AB1的相位与三角载波Tl4同步，实现输出电压相位自同 步，达到幅值和相位的解耦；所述输出电压相位自同步的LCLC-T谐振型高频逆变器，在需 要多组逆变器并联时，只需调节输出电压幅值大小，采用相同三角载波Tri比较，相位会自 动满足同步要求，在需要多组逆变器并联时可以省去相位同步控制单元，简化了控制电路， 为多组逆变器并联提供了一种更为简单的实现途径。
[0014] 所述串联谐振电感Ls和串联谐振电容Cs串联成的串联谐振电路固有谐振频率为
并联谐振电感Lp和并联谐振电容Cp并联成的并联谐振电路固有谐振频率为
，负载电阻为R，
中参数h、参数A2分别体现了串联谐振电路和并联谐振电路的固有谐振频率偏离电路工 作频率《i的程度，参数Qi、参数Q2分别体现了串联谐振电路和并联谐振电路相较于负载电 阻R的品质因数。
[0015] 所述输出电压相位自同步的LCLC-T谐振型高频逆变器的输出电压总谐波畸变率 THD的表达式为：
[0020] 所述输出电压相位自同步的LCLC-T谐振型高频逆变器，在选择元件参数时，需满 足A1S1，A1，使得LCLC-T谐振网络单元Z呈现感性；需根据输出电压总谐波畸变率 THD的表达式选择参数Ai、参数A2、参数Q1、参数仏的值以保证输出电压总畸变率THD满 足要求；需根据谐振电流i的表达式，
确定使开关管实现软开关最小控制角 ^ min °
[0021]