L 2 ;取初级槽宽Wss和初级齿宽W at、WftOVat= Wft)的比值为Wss/Wat= L 72 ;取初级 极距Ts与次级极距Tr的关系为T /Ts= 2. 2。
[0052] 本发明的内嵌式混合磁材料容错直线电机为圆筒型结构，或者平板结构（初级和 次级均只有一个；或者次级位于两个初级的中间；在平板结构情况下，上述权利中涉及的 圆筒均改为长方体），该电机能够作为发电机或者电动机使用。
[0053] 如图1所示，本发明实施例的内嵌式混合磁材料容错圆筒直线电机结构示意图， 包括初级1、次级2。初级1中包括电枢齿3、容错齿4和线圈绕组5,且电枢齿3和容错齿 4都为10个，次级2上内嵌有稀土永磁体6和铁氧体7,初级1和次级2之间存在气隙，初 级1和次级2上除永磁体和绕组之外的部分都是由廉价的导磁材料8制成，比如电工铁、硅 钢、软磁材料（如坡莫合金）等，实施例中采用的是硅钢。取初级极距T s与次级极距1\的 关系为T/Ts= 2. 2。另外，图2和图3为本发明的平板直线电机的实施例示意图。
[0054] 图4所示本发明实施例的绕组接线示意图，本实施例电机是五相，有10个电枢齿 3,线圈绕组5采用集中绕组绕制方式，十个电枢齿两侧槽中放置的圆盘状线圈绕组依次为 Al相，Cl相，El相，Bl相，Dl相，A2相，C2相，E2相，B2相，D2相，而且各个线圈的绕线方 向一致，将A1、A2相正向串联（或并联）得A相，其他四相利用同样方式可得。
[0055] 电机次级2上的每一块永磁体采用嵌入方式安装在次级2的两块导磁材料8之 间，次级2上每一极永磁体的形状是整体一个圆筒、或内外两个圆筒嵌套成圆筒或上下（或 左右）两个圆筒相接成圆筒或者n(n多2)块瓦片拼成圆筒，永磁体采用轴向交替充磁方 式。永磁体是混合磁材料，大大降低了电机成本；永磁体圆筒壁厚小于导磁材料圆筒壁厚， 且永磁体圆筒的内径大于导磁材料圆筒的内径，永磁体圆筒的外径小于导磁材料圆筒的外 径，永磁体圆筒和导磁材料圆筒同轴安装。具体地说，图5列出了四种不同的混合磁材料 结构，图5(a)中汝铁硼永磁体放置在圆筒外侧，铁氧体7放置在圆筒内侧（或者将汝铁硼 永磁体放置在圆筒内侧，铁氧体7放置在圆筒外侧）；图（b)和（c)中次级上每一极永磁体 由汝铁硼和铁氧体7串联组成；但图5(b)中次级2上导磁材料两边的永磁体材料相同，不 是汝铁硼就是铁氧体；而图5(c)中次级上导磁材料两边的永磁体材料不相同，一边是汝铁 硼，另一边是铁氧体；图5(d)中所有铁氧体7励磁方向相同，所有汝铁硼充磁方向相同，但 其充磁方向和铁氧体7相反，汝铁硼永磁体和铁氧体永磁体交替依次安装在次级上。本发 明实施例以图5(d)进行性能说明，即由稀土（汝铁硼）永磁体6和铁氧体永磁体7的极性 构成电机次级的一对极，且两者的轴向宽度相等，次级上每个极上的永磁体是整体一个圆 筒，永磁体圆筒壁厚是次级上导磁材料圆筒壁厚的0. 75倍，永磁体圆筒内径大于导磁材料 内径，且永磁体圆筒和导磁材料圆筒是同轴安装。图6为本发明实施例在容错齿和电枢齿 上加调制齿9的情况下四种不同结构的混合磁材料永磁体方案图。
[0056] 图7为采用混合磁材料的结构和采用全稀土永磁体结构所对应的反电动势的比 较，可以发现，稀土永磁体6的使用量降低了 50%，而反电动势仅下降了 26%，且由全稀土 永磁体产生的反电势波形在腰部发生了塌陷，因此设计中采用混合磁材料是可接受的。另 外，反电动势波形正弦对称，易于交流驱动方式进行驱动。图8为本发明实施例的B相电枢 反应磁场。由于初级1中引入了容错齿4,线圈上的磁通大部分通过电枢齿3和电枢齿3两 侧的容错齿4构成回路，只有很少的磁通与其他线圈交链，实现电枢绕组的空间物理隔离， 使得电机的各相绕组相互独立，相与相之间磁路独立，避免了相间短路的发生，实现了热隔 离、电隔离以及磁路解親，提高了电机的容错性能。图9为本发明实施例的B相电感波形图。 可知电机相与相之间的互感大大降低了，仅为自感的1.0%，说明电机具有很好的相间独立 性，即电机有很好的容错性能，且自感的波动较小，可以认为相电感是常数。
[0057] 在传统使用正弦波作为调制波的载波脉宽调制（CPffM)方法基础上，在五相正弦 调制波中注入c。= -(max (Ui)+min (Ui))/2的零序电压谐波（Ui是五相正弦调制波每一相函 数）的CPffM方法与五相SVPffM方法能获得相同的磁链控制效果。因此本发明采用基于注 入零序电压谐波的CPffM方法进行脉宽调制。
[0058] 图10五相内嵌式混合磁材料容错圆筒直线电机由电压源逆变器供电，采用基于 零序电压谐波注入的CPffM技术的矢量控制策略，控制框图见图10所示。电机正常状态稳 态运行时，各相绕组电流可表示为
[0060] 式中，ζ分别是旋转坐标系d轴、q轴的电流指令。
[0061] 电机产生的行波磁动势（MMF)可表示为
[0063] 式中，a = eiW5, N为各相定子绕组的有效匝数。
[0064] 第一部分，当电机发生相短路故障时，假设A相发生短路故障。先使用电机剩余的 非故障相电流补偿短路故障相导致该相正常推力缺失。此时，设A相电流为零，电机内部的 行波磁动势由剩余的四相非故障相绕组产生，可表示为
[0066] 为实现电机相短路故障后无扰运行，需保持电机相短路故障前后行波磁动势一 致，因此需调整剩余非故障相定子电流使电机故障前后行波磁动势的幅值与速度保持不 变。于是，令式（2)、式（3)的实部与虚部均相等。
[0067] 电机绕组采用星形连接，且其中心点与直流母线电压的中心点不相连，因此，绕组 相电流之和为零。以短路故障相A相轴线为轴，根据镜像对称原理，设
[0069]由上述约束条件以及非故障相电流幅值相等的条件，得电机容错运行的相电流指 令为
[0071] 式（5)采用矩阵形式可表示为
[0073] 在A相发生开路故障后，系统自由度降为三个，其中两个自由度位于基波子空间， 一个自由度位于零序子空间。由于机电能量转换发生在基波子空间，基波子空间的两自由 度需要根据电机推力需求进行控制。零序子空间的自由度只会增加损耗和推力脉动，需要 控制为零。因此为实现故障后的容错矢量控制，需获得A相短路故障后的坐标变换矩阵，因 此需选择正交的TJPT 2作为基波子空间的基。根据式（6)电流矢量，选择
[0079] 基波子空间和零序子空间必须正交，且零序电流需控制为零，因此零序子空间的 矢量基Z需满足如下条件：
[0081] 考虑相电流和为零的约束条件（4)，由式（7)、式（8)和式（11)求得从自然坐标系 到两相静止坐标系的推广克拉克变换矩阵T4s/2s为
[0083] 其逆变换矩阵为
[0085] 由于绕组星形连接，其相电流之和为零，式（12)第四行将自然坐标系上的相电流 变换到零序空间的电流为零，因此去掉式（12)第四行和式（13)第四列，得
[0088] 或者，将式（9)和（10)代入式（11)，求得零序空间的矢量Z为
[0089] Z = [z z z z] (16)
[0090] 式中，z为常数。若取z = 0. 4522,从自然坐标系到两相静止坐标系的推广克拉克 变换矩阵T4s/2s为
[0092] 其逆变换矩阵T2s/4s为
[0094] 由于绕组星形连接，其相电流之和为零，式（17)第三行将自然坐标系上的电流变 换到零序空间的电流为零，因此可去掉式（17)第三行和式（18)第三列。但为了与式（14) 和式（15)在后期公式推导过程一致，便于公式推导，此处暂不去除。
[0095] 基波子空间需要进行能量转换，因此将基波子空间的能量转换到同步旋转坐标 系，零序子空间不需要变换到同步旋转坐标系。因此定义两相静止坐标系到同步旋转坐标 系的变换矩阵C2s72l^S其逆变换矩阵c W2s分别为
[0098] 由于该容错永磁直线电机的相电感的互感相对自感很小（如图9所示），可忽略不 计，且自感随次级位置波动的幅值较小，因此将相电感近似为常数，于是相电感不受坐标变 换的影响。图7所示该电机的反电势，正弦度较好，可忽略该反电势的高次谐波，认为电机 反电势为正弦波。反电势矢量角是有每相绕组在空间的位置决定的，因此反电势不能像电 流一样使用本发明提出的坐标变换矩阵。因此，为了实现该类容错永磁直线电机在A相开 路故障状态下的矢量控制，该电机开路故障状态下在自然坐标系下的模型可表示为
[0100] 采用坐标变换矩阵T4s/2s式（14)或式（17)和C2s/2j (19)将式（21)变换到同步 旋转坐标系
[0102] 式中ω = πν/τ = 2Jif，τ为极距，v是次级运行电速度。
[0103] 采用磁共能方法，由变换矩阵式（14)、式（15)、式（19)和式（20)推导出该电机在 开路故障容错状态下的推力方程
[0105] 式中，Am为永磁磁链，Θ为电角度Θ = / codt。
[0106] 或者，采用磁共能方法，由变换矩阵式（17)-式（20)推导出该电机在开路故障容 错状态下的推力方程
[0108] 因此，根据式（22)以及式（23)或式（24)