串联地充 电。另一方面，多段倍压整流电路连接于各个蓄电单体Bl~M。如利用上述式（1)~（4) 进行的说明，由于电容Coutl~Cout4均等地充电，因此对于与该些并联连接的蓄电单体 Bl~M，可对应电压不均等的状态供给电流而消除电压不均等。SEPIC转换器利用PffM控 制进行蓄电单体Bl~M的充电，惟，输入电源Vin的输入电压的大小（定为V in)与Bl~ B4的总计电压Vtotal的关系，可利用负载比D(相对于开关元件Q的开关一周期中导通期间 的比例）表示为以下的数式。
[0116] [数 5]
[0117] VtotalAin= D/(I-D)
[0118] (5)
[0119] 蓄电单体Bl~M借由并行地进行利用上述式（1)~（4)说明的均衡动作与依上 述式（5)的充电动作，即可均等地充电。
[0120] 本发明的具均衡功能的充电器中，所需的开关元件的个数仅有转换器内一个（开 关元件Q)，用以提供均等功能的多段倍压整流电路本身可以无开关来构成。与图1、图2所 示的所以均衡电路同样地，可由少数个开关元件构成，因此，相较于必需多数个开关元件的 各种现有方式，可大幅简化电路构成。另外，本具均衡功能的充电器中，担任充电功能的转 换器与担任均衡功能的多段倍压整流电路，相较于现有均衡充电器，可分别借由最适化设 计而成为小型且经济性的设计。例如，一般而言，与充电所需的电力相较，均衡所需的电力 大幅地较小，因此，以于转换器中使用大电力用的元件而于多段倍压整流电路使用小电力 的元件的设计为最适当。
[0121] 图11中显示将由SEPIC转换器内的电容Cet、二极管Do、及电感L2的接点构成的 交换节点，经由输入电路连接于多段倍压整流电路的构成（将多段倍压整流电路经由输入 电路连接于施加方波电压的电感元件L2的构成），惟，即使将另一交换节点，也就是由电容 Cet、开关元件Q、及电感Ll的接点构成的交换节点，经由输入电路连接于多段倍压整流电 路时（将多段倍压整流电路经由输入电路连接于施加方波电压的开关元件Q的构成），也可 获得同样的功能。另外，即使使用SEPIC转换器以外的转换器，也可构成具均衡功能的充电 器。
[0122] 又，从输入电路对于多段倍压整流电路输入用以均衡的电压的位置不限于图7的 实施例而可为任意位置。举一例而言，于图12显示由图7的构成将多段倍压整流电路与输 入电路的连接点变更时的电路图。
[0123] 与使用图7的构成的上述例同样地，与中间电容Cl~C4的容量相较，电容 Coutl~Cout4的容量充分大时，至于图13a所示的电流路径（模式1)与图13b所示的电 流路径（模式2)，若适用克希荷夫第二定律，可获得以下的式(6)、（7)(各元件的电压等符 号使用与上述式（1)~（4)同样者）
[0124] [数 6]
[0125] E/N-Vcout3-Vcout2-Vcoutl-Vcla= 0
[0126] E/N-Vcout3-Vcout2-VC2a= 0
[0127] E/N-Vcout3-VC3a= 0
[0128] E/N-Vc4a= 0
[0129] (6)
[0130] [数 7]
[0131] Vcout3+Vcout2+Vc 11, - 0
[0132] Vcout3+VC2b= 0
[0133] Vc3b= 0
[0134] _Vcout4+VC4b= 0
[0135] (7)
[0136] 由上述式（6)、（7)可获得上述式（3)。依此，即使是图12的构成，也可用图10的 等效电路说明多段倍压整流电路的动作。
[0137] 实施例2
[0138] 也可使用共振电路作为输入电路。举一例而言，于图14显示以串联共振电路作为 输入电路，并将多段倍压整流电路连接于此的构成的电路图。
[0139] 串联共振电路由共振电感Lr与共振电容Cr构成，变压器以后的电路与图7所示 者相同。转换器内的交换节点产生的方波电压V sn施加于端子A - B间而对多段倍压整流 电路输入正弦波交流电压。
[0140] 图15为显不以非连续电流模式（Discontinuous Current Mode ;DCM)使图14所 示的电路动作时的动作波形。L表示流通于共振电感Lr的电流（依图14中的箭号方向 流动的电流定为正），& 21-1)表示流经奇数编号的二极管〇1、03、05、07的顺向电流，丨：1(21) 表示流经偶数编号的二极管D2、D4、D6、D8的顺向电流。
[0141] 方波电压Vsn切换为正（图14中端子A侧为高电压）时，共振电感Lr中开始流通 正的电流M图15中，模式1)，惟，其波形由于共振电感Lr与共振电容Cr的共振现象而 成为正弦波，因此终将下降而成为负（模式2)。L成为极小值后，将再次上升而成为零， 惟，依据本发明人的研究，其后，it将成为零的固定值（模式3)。若方波电压V sn依此时序 切换为负时，共振电感Lr中就开始流通负的电流U模式4)。由于共振电感Lr与共振电 容Cr的共振现象，U变化为正弦波而终将上升成为正（模式5)。i &成为极大值后，将再 次下降而成为零，惟，依据本发明人的研究，其后，U将成为零的固定值（模式6)。i &为正 时，多段倍压整流电路中，电流依如图16a所示的路径流通，L为负时，多段倍压整流电路 中，电流依如图16b所示的路径流通。对应于U为正弦波状地变化，流通多段倍压整流电 路内的各二极管的电流亦为正弦波状地变化（图15)。
[0142] 如上所述，图14的多段倍压整流电路对应流通共振电感Lr的电流L的极性，以 图16a、图16b所示的二个电流路径动作。图16a所示电流路径实现时为正时。相当 于图15中的模式1与模式5)，多段倍压整流电路内的奇数编号的二极管D (2i - I) (i = 1…4)导通。另一方面，U为负时（相当于图15中的模式2与模式4)，多段倍压整流电路 内的偶数编号的二极管D(2i)导通。此外，模式3与模式6中，电流不流通于电路中。为了 使DCM的动作成立（模式3、模式6的期间存在），必需将切换频率或电路常数定为施加于 串联共振电路的电压V sn成为Hi及Low的期间分别长于串联共振电路的共振周期。
[0143] 串联共振电路以DCM动作时，可将各模式中流通共振电感Lr的电流iLr，以时刻t 的函数表示为以下式（8)。
[one] 在此，|vSN|表示方波输入电压的电压振幅，vP表示施加于第一线圈的电压（图 14)，Z。表示共振电路的特性阻抗（共振电感的感应系数定为Lr，共振电容的容量定为Cr 时，Z。= (Lr/Cr) °·5)，ω。表示共振角频率（fr为串联共振电路的频率时，ω。= 2Jifr)。 [0147] 模式1~模式2的动作与模式4~5的动作为对称动作。依此，如以下式（9)所 示地，可将上述式（8)中的模式1与模式2表示iLr的绝对值，从0积分至半周期T s/2而 求取L的绝对值平均电流。
[0150] 在此，fs为方波电压Vsn的切换频率。如此，DCM动作中，以适当地设定切换频率 f s或电路常数Z。的方式，因此即使不用限制电流的电路、回授控制等，也可将电路内的电流 设定于任意值以下。
[0151 ] 如上所述，为了使串联共振电路以DCM动作，必需使Vsn成为Hi及Low的期间分别 长于共振电路的共振周期，因此，必需满足以下的不等式。
[0152] [数 10]
[0153] fr> f S/Dnin
[0154] fr> fs/(I-Dnin)
[0155] (10)
[0156] 在此，0_为SEPIC转换器动作时的最小负载比。如式（5)所示，转换器中，负载比 会对应输出入的电压比而变动，惟，若满足上述式（10)，则过大电流不会流通串联共振电路 及多段倍压整流电路，因此，充电器可安全地动作。
[0157] 另一方面，其他共振电路中，由于动作特性会因负载比的变动而大幅受到影响，因 此必需有某些电流限制功能及电路。不仅是负载比控制，例如使用频率控制那种类的共振 型转换器的情况下也相同。
[0158] 图17显示具均衡功能的充电系统的电路图，其将四个串联的蓄电单体群Bl~B4 连接于本发明第二实施例的充电器，所述本发明第二实施例的充电器为图4d的SEPIC转换 器与图14的输入电路及多段倍压整流电路连接而成。如上所述，方波电压输入至输入电路 时，由于电流依图16a、图16b所示的路径流通于多段倍压整流电路，故定性地进行与依上 述式（1)~⑷的均衡动作为同样的均衡动作，使蓄电单体Bl~M的电压均衡。并且， SEPIC转换器的输出电压施加至蓄电单体Bl~M，以进行蓄电单体的充电。此外，因利用 串联共振电路的DCM动作的电流限制功能，即不需要个别的电流限制功能、电流限制电路。
[0159] 又，图17中显示将由SEPIC转换器内的电容Cet、二极管Do、及电感L2的接点构成 的交换节点连接于多段倍压整流电路的构成，惟，即使将另一交换节点，也就是由电容Cet、 开关元件Q、及电感LI的接点构成的交换节点连接于多段倍压整流电路，也可获得同样的 功能。另外，即使使用SEPIC转换器以外的转换器，也可构成本发明的具均衡功能的充电 器。另外，以上显示了串联共振型的多段倍压整流电路，惟，也可采用其他的共振方式。
[0160] 图18显示使用本发明的具均衡功能的充电器（充电电力50W)的实验结果。实验 中串联连接四个静电容量为220F的电双层电容模块，并分别于充电时使用本发明的图17 所示的充电器，于放电时使用电子负载（定电流1.8A)，进行充放电循环。又，就充电器中 所用的各元件的参数而言，首先，SEPIC转换器中，电感LU L2的感应系数为100 μ H，电容 Cet的容量为20 μ F，N - Ch MOSFET开关元件Q的导通电阻为150m Ω，肖特基二极管Do的 顺向压降为0. 67V。另外，多段倍压整流电路中，中间电容Cl~C4的容量为33 μ F，电容 Coutl~Cout4的容量为66 μ F，肖特基二极管Dl~D8的顺向压降为0. 43V，输入电路中， 共振电感Lr的感应系数为15. 2 μ Η，共振电容Cr的容量为10nF，第一线圈与第二线圈的圈 数比为39 :6,互感系数为3. 09mH。从各电