电力设备以及电力设备中的高次谐波抑制方法

电力设备以及电力设备中的高次谐波抑制方法
【专利摘要】提供一种电力设备，不改变电动机侧，而在对电动机供电的电力干线侧产生高次谐波抑制功能，由此，能够得到伴随电动机运行的节能效果。一种电力设备，具有从连接于电源变压器(11)的电力干线(12)被供电且被运行的电动机(14)，上述电力设备的特征在于，在上述电力干线(12)上设置高次谐波产生部(13)，该高次谐波产生部在上述电动机(14)的运行时，与其定子(14－1)与转子(14－2)之间产生的高次谐波的旋转磁通之中，对于上述转子而言成为制动力的次数的高次谐波电压相对地，产生与成为该制动力的高次谐波电压相同次数且反相位的高次谐波电压。
【专利说明】
电力设备从及电力设备中的高次谐波抑制方法
技术领域
[0001] 本发明的实施方式设及一种具有从与电源变压器连接的电力干线供电的电动机 的电力设备W及电力设备中的高次谐波抑制方法。
【背景技术】
[0002] -般，广泛使用感应电动机作为各种设备的动力源。在运种电动机中，从电力干线 对设置于定子的一次绕组供给电源电压，产生旋转磁场，由此，使转子产生旋转扭矩并运 行。在运种情况下，在定子W及转子的构造上，产生高次谐波电压。该高次谐波电压使电动 机的运行效率降低，导致溫度上升。
[0003] 于是，为了减少该高次谐波，提出各种方案，例如，在电动机的形成有主磁气电路 的磁性体的一部分上设置高次谐波磁通抑制要素(例如，专利文献1参照）。
[0004] 现有技术文献
[0005] 专利文献
[0006] 专利文献1:日本特开2008-295203号公报

【发明内容】

[0007] 发明所要解决的问题
[000引本发明所要解决的问题提供一种电力设备W及电力设备中的高次谐波抑制方法， 不改变电动机侧，而在对电动机供电的电力干线侧产生高次谐波抑制功能，由此，能够得到 伴随电动机运行的节能效果。
[0009] 用于解决问题的手段
[0010] 本发明的实施方式设及的电力设备是一种电力设备，具有从连接于电源变压器的 电力干线被供电的电动机，上述电力设备的特征在于，在上述电力干线上设置高次谐波产 生部，该高次谐波产生部在上述电动机的运行时，与基于上述电动机的定子的线圈收纳槽 数而在上述定子与转子之间产生的高次谐波旋转磁通所产生的高次谐波电压之中的、对于 上述转子而言成为制动力的次数的高次谐波电压相对地，产生与成为该制动力的高次谐波 电压相同次数且反相位的高次谐波电压。
[0011] 根据上述构成，构成为在电动机的运行时，施加高次谐波电压，该高次谐波电压产 生对成为制动力的旋转磁通进行抵消的旋转磁通，所W，高次谐波被抑制，电动机的运行效 率提高，能够得到节能效果。
【附图说明】
[0012] 图1是表示本发明的一实施方式设及的电力设备的等效电路图。
[0013] 图2是将图1所示的等效电路的一部分改写后的等效电路图。
[0014] 图3是表示在本发明的实施方式设及的电力设备中使用的电动机的定子与转子的 关系的图，（a)是表示该电动机的定子与转子的构造，（b)是表示该电动机的定子与转子之 间的产生磁通。
[0015] 图4是说明本发明的实施方式的动作的向量图。
[0016] 图5是表示本发明的一实施方式所使用的高次谐波电流产生电路的一个例子的电 路图。
[0017] 图6是将图5的一部分改良后的电路图。
[0018] 图7是表示本发明的一实施方式所使用的高次谐波电流产生电路的其他例子的电 路图。
[0019] 图8是表示从图7的装置输出的脉冲波与电源电压之间的相位关系的波形图。
[0020] 图9是相互地表示图7的装置的各点的波形的波形图。
[0021] 图10是对于在图1所示的电动机的转子部分产生的基波的感应电压进行说明的等 效电路图。
[0022] 图11是对于在图1所示的电动机的转子部分产生的高次谐波电压进行说明的等效 电路图。
[0023] 图12是表示本发明的实施方式所使用的电动机的旋转速度、向2次绕组的输入电 力、W及与转差率的关系的特性图。
[0024] 图13是表示本发明的其他实施方式设及的电力设备的等效电路图。
[0025] 图14是将图13所示的等效电路的一部分改写后的等效电路图。
[0026] 图15是表示图13的装置中的电源电压与由脉冲波引起的高次谐波电流之间的关 系的波形图。
[0027] 图16是表示图13的装置中的电源电压与由脉冲波引起的高次谐波电流之间的关 系的波形图。
[0028] 图17A是关于使用了由17次的矩形波引起的高次谐波电流的情况来对图13的装置 的动作进行说明的向量图。
[0029] 图17B是关于使用了由11次的矩形波引起的高次谐波电流的情况来对图13的装置 的动作进行说明的向量图。
[0030] 图17C是关于使用了由23次的矩形波引起的高次谐波电流的情况来对图13的装置 的动作进行说明的向量图。
[0031] 图18是表示对在图13的装置中使用的矩形波进行傅立叶解析后的结果的图。
[0032] 图19A是关于11次的情况来对图18所示的解析结果进行说明的向量图。
[0033] 图19B是关于17次的情况来对图18所示的解析结果进行说明的向量图。
[0034] 图19C是关于23次的情况来对图18所示的解析结果进行说明的向量图。
[0035] 图20是表示对在图13的装置中使用的指数函数波进行傅立叶解析后的结果的图。
[0036] 图21A是关于11次的情况来对图20所示的解析结果进行说明的向量图。
[0037] 图21B是关于17次的情况来对图20所示的解析结果进行说明的向量图。
[0038] 图21C是关于23次的情况来对图20所示的解析结果进行说明的向量图。
[0039] 图22是表示对在图13的装置中使用的=角波进行傅立叶解析后的结果的图。
[0040] 图23A是关于11次的情况来对图22所示的解析结果进行说明的向量图。
[0041] 图23B是关于17次的情况来对图22所示的解析结果进行说明的向量图。
[0042] 图23C是关于23次的情况来对图22所示的解析结果进行说明的向量图。
[0043] 图24是表示在图13的装置中使用的高次谐波电流产生器的一个例子的电路图。
[0044] 图25是表示通过图24所示的电路产生脉冲的过程的波形图。
[0045] 图26是表示在图13的装置中使用的高次谐波电流产生器的其他例子的电路图。
[0046] 图27是相互地表示图26的装置的各点的波形的波形图。
【具体实施方式】
[0047] W下，参照附图对本发明的实施方式详细地进行说明。
[0048] 图1示出了对构成电力设备的电源变压器11、电力干线12、高次谐波产生部13、感 应电动机14的关系进行表示的等效电路。高次谐波产生部13由电抗电路15 W及高次谐波电 流产生器16构成。高次谐波电流产生器16如图示所示设置于电源变压器11的附近，或者与 在电力干线(也称为低压干线）12的末端连接的感应电动机14的输入端子附近连接。
[0049] 从电源变压器11的2次绕组的两端导出电力干线（100￥、200￥、40(^等）12。在电源 变压器11的2次绕组的两端间产生电源电压VI。另外，在该2次绕组侧，存在电源变压器11的 绕组电阻化W及绕组的漏磁电抗+jVXt，构成上述的电抗电路15。
[0050] 另外，在该电力干线12间连接有成为包括V次（11次、17次、23次等)高次谐波的高 次谐波电流(连续波电流或者脉冲电流Hv(Pls)的产生源的高次谐波电流产生器16。该高 次谐波电流Iv(Pls)向阻抗低的电源变压器11侧流动。
[0051] 在此，变压器11W及电抗电路15部分的等效电路能够如图2所示进行改写。在图2 中，变压器11的1次侧漏磁电抗11-1相对于变压器11的励磁电路的电抗11-e显著地小，所 Wa次侧漏磁电抗11-1与被短路的情况相同。将电抗电路15的阻抗设为Zv(pall)。在该电 抗电路15部分，通过来自高次谐波电流产生器16的高次谐波电流Iv(Pls)沿图示方向流动， 由此，产生高次谐波电源电压Vv(pls)。即，高次谐波电流产生器16成为流动有用于使高次 谐波电源电压Vv(Pls)产生的V次的高次谐波电流Iv(Pls)的电流源。
[0052] 返回到图1，与电力干线12连接的电动机14具有定子14-1部分W及转子14-2部 分。在电动机的定子14-1设有1次绕组Wl,在转子14-2设有2次绕组*2。1次绕组Wl经由线 路电抗部分+jXl与电力干线12连接，自身具有电阻部分rl和电抗部分+jvxl。另外，2次绕组 w2具有电阻部分W及电抗部分+jx2'W及与机械的负载相当的电阻Hmk) = (I-Sv) r2'/Sv。
[0053] 在此，在从电力干线12对电动机14的没有图示的输入端子概略地施加基波的电源 电压Vl时，在设置于电动机14的定子14-1的1次绕组Wl中，如图1所示，流动有相对于电源 的基波电压Vl而90°滞后的、基波的励磁电流I(O)(I)。另外，在定子14-1与转子14-2之 间，与该励磁电流I(O)(I)成比例地产生与励磁电流I(O)(I)相同相位的旋转磁通(pi。进 而，产生相对于该旋转磁通中1而90°滞后(相对于电源电压Vl而180°滞后）的反电动势E1。另 夕h与该电压El成比例地，在转子14-2的2次绕组w2感应到电压E1'。
[0054] 在电动机的定子14-1形成有收纳1次绕组Wl的槽，W该槽为起因，磁气电阻规则 地分布。即，如图3(a)所示，在定子14-1，如上述所示，形成有收纳3相(u、v、w)的一次绕组 (也称为线圈)wl的槽21。在该定子14-1与转子14-2的间隙中，在收纳着线圈的槽21的正 下方和定子铁屯、正下方，磁气电阻（磁导）存在差。因此，除了由基波引起的旋转磁通9!之 夕h W槽21为起因，产生与该槽21的个数对应的V次的高次谐波旋转磁通(pV。
[0055]在此，在将定子14-1的总槽数设为Zl，将电机子上的极间距设为TP，将极对数设 为即寸，W槽21为起因的磁导的分布波kW随后的式(1)表示。
[0化6][数1]
[0057]
* * ? (1)
[0化引另外，在上式（1)中，kav是磁导的平均值(average)。
[0059] 图3(b)所示的基波旋转磁通密度在将BI设为Blsin(Vx ? X)时，实际的旋转状态 下的磁通密度波Bv成为随后的式(2)。
[0060] 「#21
[0061]
[0062] 根据上述式(2)可知，产生相对基波波形Bl而90°滞后的(Z1/P+1)次的高次谐波旋 转磁通B(Z1/P+1)、W及相对基波波形Bl而90°超前的（Z1/P-1)次的高次谐波旋转磁通B (Z1/P-1)。磁通与磁气电路的面积成比例，所W是意味着产生q> (之1 /P-1) 次、W及甲Ul / P+1)次的旋转磁通。
[0063] 如公知那样，巧CZl / P+1)次的磁通相对基波旋转磁通波巧1正向且90°滞后地 旋转。另外，巧（Zl /P-1)次的磁通相对基波旋转磁通波巧1反向且W90°超前相位进行 旋转。通常，电动机的平均1极的槽数(Z1/P)大多使用12、18、24个。所W，分别地，作为(Zl/ ?-1)次产生11、17、23次的反转磁通密度波，作为(21/?+1)次产生13、19、25次的正转磁通 密度波。
[0064] 通过该次数V为(Z1/P+1)次W及(Z1/P-1)次的高次谐波旋转磁通Cpv (slot)，在 定子14-1的1次绕组Wl产生高次谐波电压Vv(Slot)，在转子14-2的2次绕组w2产生高次谐 波电压八'（31〇〇。运其中，（21/?-1)次（11、17、23次)的高次谐波电压^'（31〇*)产生相对 转子14-2成为制动力的旋转磁通，如后述所示会消耗无用的电力，因此，需要使其减少。W 下，说明到(Z1/P-1)次的高次谐波的对应。
[0065] 在本发明中，如图IW及图2所示，电力干线与高次谐波电流产生器16连接，使恒定 的V次的高次谐波电流Iv(Pls)在具有阻抗Zv(pall)的电抗电路15中流动。由此，产生并放 大高次谐波电压Vv(Pls)=Zv(Pall) ? Iv(pls)。通过该高次谐波电压Vv(Pls)，来产生相对 于W上述的槽21为起因的V次的高次谐波旋转磁通qw (slot)成为反相位的高次谐波旋转 磁通巧V Cpls)。由此，减少高次谐波旋转磁通tpv (slot)，减少通过高次谐波旋转磁通 qw (slot)所产生的高次谐波电压Vv(slot)、Vv'（slot)。其结果是，能够减少由于高次谐波 电压Vv'（slot)而被无用地消耗的电力。
[0066] W下，使用向量图、图4说明上述的关系。
[0067] 图4关于相数m为3,平均1极1相的线圈数q为3,平均1极对的槽数为2mq，即，上述的 (Zl /P)为18个的电动机中的17次高次谐波进行表示。
[0068] 在对电动机14的输入端子施加电源电压Vl时，在定子14 -1与转子14-2之间，产生 相对于电源的基波电压Vl而90°滞后的旋转磁通如，在定子14-1的1次绕组Wl产生相对于 该旋转磁通q>l而90°滞后(相对于电源电压Vl而180°滞后）的反电动势E1。
[0069] 在定子14-1与转子14-2的间隙中，产生与收纳着线圈的槽21的数目对应的V次 的高次谐波旋转磁通(pv(slot)。该高次谐波旋转磁通q)V(slot)相对由基波引起的旋转磁 通巧1而90°超前。另外，通过该高次谐波旋转磁通巧V (slot)，在1次绕组Wl产生高次谐波电 压Vv(Slot)。该高次谐波电压Vv(Slot)相对于高次谐波旋转磁通(pv (slot)而90°超前。
[0070] 对此，使相对于电源电压Vl同相的V次的高次谐波电流Iv(Pls)从图IW及图2所示 的高次谐波电流产生器16, W图示方向向包括电源变压器11的漏磁电抗+JVXt在内的电抗 电路15流动。高次谐波电流Iv(Pls)通过向上述的电抗电路15流动，从而通过其阻抗Zv (pall),在电抗电路15两端产生由高次谐波电流引起的电压降。在将该高次谐波电压设为V V(pls)时，成为Vv(pls) = -Zv(pall) ? Iv(pls)。电抗电路15的阻抗Zv(pall)如上述所示， 包括电源变压器11的漏磁电抗+J>Xt，所W，通过I17(pls)流动而产生的高次谐波电压Vv (pis)如图4所示，成为相对于电源电压Vl而90°滞后的相位。
[0071] 在此，在高次谐波电流产生器16于低压干线的末端连接的情况下，电抗电路15的 电抗成为电源变压器11的电抗Xt于低压干线12的电抗Xl的合计值，求出阻抗Zv(pal 1)。
[0072] 在该高次谐波电压Vv(Pls)被施加到电动机14的1次绕组Wl时，如图1所示，V次的 励磁电流I(〇)(v，pls)向1次绕组Wl流动。该励磁电流1(0)(>，913)相对于\^^913)而90°滞 后，所W，如图4所示产生与励磁电流l(0)(v，pls)同相的高周波旋转磁通(pv (pls)9即，基 于高次谐波电流产生器16的高周波旋转磁通q)V Ipls)与W槽为起因的高周波旋转磁通 (pv I. slot)的相位角0v(slOt，pIs)是180°，完全成为反相位。所W，W槽为起因的局周波旋 转磁通(pv (slot)减少，通过该高周波旋转磁通(pv (slot)而产生的高次谐波电压Vv (slot似及由此而在2次绕组w2感应到的高次谐波电压V'V(Slot)减少。其结果是，能够减 少由于高次谐波电压Vv'（slot)而被无用地消耗的电力。
[0073] 在此，从电力干线12供电的电动机14并不只是上述的平均1极对的槽数即（Z1/P) 为18个的电动机，大多是对相同电力干线12混合使用(Z1/P)为12个或24个的电动机。即，如 上述所示，对于电动机14,平均1极的槽数(Z1/P)大多使用12、18、24个。因此，对于与电力干 线12连接的高次谐波电流产生器16,使用在电动机14中流动产生反转扭矩的混合11次、17 次、23次后的高次谐波电流的产生器。
[0074] 该高次谐波电流产生器16流动的高次谐波电流Iv(Pls)设为连续波电流或者脉冲 电流。首先，使用图5对高次谐波电流产生器16进行说明，该高次谐波电流产生器16产生该 高次谐波电流Iv(Pls)的电流波形相对于基本电源电压Vl为11次、17次、23次的连续波电 流。另外，图5表示1相的量。实际的电力干线12是村目系统，所W，将图5所示的1相的量的电 路设置成应与构成3相的各相U、V、W的输入电压对应的3电路。
[0075] 高次谐波电流产生器16如图5所示，由比较器51、带通滤波器m下，BPF)52、相位 电路53、可变电阻54、合成器55、W及输出电路56构成。
[0076] 在比较器51的输入侧，输入来自各相(例如U相）的输入电压即基本电源电压VI。通 过该比较器51，得到并输出与基本电源电压Vl同相的矩形波。在该比较器51的输出侧，分别 连接有11次、17次、23次的8?。521、522、523。运些8?巧21、522、523根据上述的矩形波电压得 到11次、17次、23次的高次谐波电压。
[0077] 8?。521、522、523的输出侧连接有对应的相位电路531、532、533，通过运些相位电 路531、532、533，将11次、17次、23次高次谐波电压的相位调整成相对基本电源电压￥1的相 位同相。进而，通过可变电阻541、542、543对电压成分含有率进行调整后，输出到合成器55。
[0078] 合成器55的输出侧连接有在构成干线12的1相的量的线u、v间设置的输出电路56。 输出电路56具有经由二极管W及电阻而在线u、v间反并联地连接的作为最终级输出元件的 电力晶体管或者MOS型FET(在图中示出了 MOS型FET)561、562。进而，运些电力晶体管或者 MOS型FET(在图中示出了 MOS型阳T)561、562的基极或者栅极分别经由偏置电路563、564与 上述的合成器55的输出侧连接。由此，通过在电力晶体管或者MOS型FE巧61、562的基极或者 栅极分别设置偏置电路563、564，来作为模拟放大器发挥作用。
[0079] 高次谐波电流产生器16如上述那样构成，所W，干线12的线间（在图5中为u、v间） 流动有包括相对于基本电源电压Vl同相的11次、17次、23次在内的高次谐波电流Iv(P1S)。
[0080] 另外，作为高次谐波电流产生器16的电路构成，还可W如图6所示那样构成。即，在 图5所示的电路中加入变压器565，经由该变压器565，将各最终级输出元件561、562与直流 电源+VOCK-VOO连接。在运样构成时，即使在基本电源电压Vl为负的半周期中，也能够通过 施加直流电源电压而流动高次谐波电流。
[0081] 随后，对于高次谐波电流产生器16流动的高次谐波电流Iv(Pls)为矩形的脉冲波 形的情况进行。在运种情况下，如图8所示，将基本电源电压Vl的峰值相位设为基准，构成为 流动对称且宽度T的矩形波脉冲。此时，含有的各高次谐波电流成分Iv(Pls)是与基本电源 电压Vl同相的。在运样的脉冲电流的情况下，如含有最大23次的成分那样，脉冲占空比：VT 设为1/23W下，优选设为1/30W下。另外，T是基波的周期。
[0082] 运种情况下的高次谐波电流产生器16如图7所示，由相位超前电路71、比较器72、 微分电路73 W及输出电路74构成。
[0083] 相位超前电路71虽然没有图示，但是由使用了 OP放大器的积分电路构成，具有并 联电容器和相位调整用的可变电阻器。在该相位超前电路71的输入点a输入有来自各相(例 如U相）的输入电压即基波电源电压Vl(图9的波形a)。相位超前电路71通过调整上述的电阻 器，由此，在输出点b，输出有相对于基本电源电压Vl而相位超前90°-T/2的正弦波（图9的 波形b)。
[0084] 该正弦波被输入到比较器72,成形为矩形波。所W，在其输出端C，得到相对于基本 电源电压Vl的零点而相位在90°-T/2超前点上升下降的矩形波(图9的波形C)。
[0085] 该矩形波被输入到微分电路并被微分。微分电路73如公知那样，由电容器W及时 间常数调整用的可变电阻器构成，通过输入上述的矩形波，由此，在其输出点d，得到微分输 出的指数函数波+Vg、一Vg(图9的波形d)。
[0086] 该微分输出+Vg、一Vg被输入到输出电路74。输出电路74由经由二极管W及电阻而 在线U、V间反并联地连接的作为最终级输出元件的电力晶体管或者MOS型FET741、742构成， 运些电力晶体管或者MOS型FET74U742的基极或者栅极分别与微分电路73的输出侧连接， 被施加上述的微分输出+Vg、一Vg。
[0087] 在此，在最终级输出元件741、742的基极或者栅极没有设置偏置电路，所W，在最 终级输出元件74U742中流动的输出电流(图9的波形e)成为矩形脉冲+IcU-IcU如图8说明 所示，将基本电源电压Vl的峰值相位设为基准，成为对称且宽度T的矩形波脉冲。该矩形波 脉冲+IcU-Id的脉冲宽度T能够通过对微分电路73的时间常数进行调整而调整成任意的宽 度。
[0088] 随后，对于在图1中说明的电动机14的2次绕组w2的电力详细地说明。首先，对于转 差率进行说明。
[0089] 在定子14-1与转子14-2的间隙产生的旋转磁通之中，如上述所示，11次、17次、 23次的成分相对于基波旋转磁通反向地旋转。对此，13次、19次、25次的成分正向地旋转。在 此，将定子上的V次高次谐波的旋转磁通的速度设为NV。转子概略地W基波的同步速度NO进 行旋转。转差率Sv用随后的式(3)求出。
[0090] Sv = (Nv-NOVNv ??? (3)
[0091 ]在11次、17次、23次的反转磁通的情况下，在向式(3)的Nv代入一1/11、一1/17、一 1/23时，得到+12、+18、+24作为Sv的值。在运种情况下，电动机14相对于高次谐波成分作为 制动机进行运行。即，流入到2次绕组w2后的该次数的高次谐波电力没有被输出到负载的 轴，而被2次绕组w2消耗。
[0092] 在13次、19次、25次的正转磁通的情况下，根据式(3)，Sv成为一12、一18、一24运样 负的值。在运种情况下，流入至Ij2次绕组w2后的该次数的高次谐波电力相同地没有输出到负 载的轴，而被再生到电源侧，只要被电动机14的1次绕组wl、干线11的电阻消耗。
[0093] 随后，对于电动机14的2次绕组w2中的由基波引起的电力进行观察。图10是关于图 1所示的电动机14的转子14-2部分，在2次绕组w2感应到基波电压E1'的情况下的等效电 路。
[0094] 根据图10,基波的2次输入电力P1'，在将转差率设为Sl时，2次输入电力P1'用随后 的式(4)求出。
[0095] 「数引
[0096]
* * * 满
[0097] 在此，作为5.5kw的电动机的一个例子，在设成r2 = 0.3Q，x2 = 0.3Q，S1=0.04 时，根据式(4)，P1'成为随后的式(5)。
[009引 Pl'=0.0177化 1'）20 ? ??巧）
[0099] 随后，对于施加有产生反转磁通的高次谐波的情况下的转子14-2中的高次谐波 电压含有率和消耗电力进行观察。
[0100] 图11示出了关于图1所示的电动机14的转子14-2部分，高次谐波电压Vv'（slot) 被2次绕组w2感应到的情况下的2次绕组w2的等效电路。将2次绕组w2中的与基波电压E1'相 对的V次的高次谐波电压Vv '的含有率设为Kv时，Kv WKv = Vv 7E1'表示。在将向2次绕组w2 的高次谐波输入电力设为Pv'时，通过图11得到随后的式(6)。
[0101] [数 4] ? * *《春）
[0102] 、'
[0103] 在此，在设为v=17时，根据上述的式(3)成为Sv =+18。在5.5kw的电动机中，如上 述所示，由于r2 = 0.3 Q，x2 = 0.3 Q，所W，在将运些代入到式(6)中时，17次的高次谐波输 入电力P17'成为随后的式(7)。
[0104] P17'=ll.化 v2(El'）2r2'. ? *(7)
[0105] 在向上述式（7)代入Kv = I.26%，根据与上述的式（5)的关系求出P17'时，成为 P17 '= 0.1 P1'。即，在17次高次谐波电压的含有率为1.26 %时，基波的大致10 %被2次绕组 w2的电阻消耗。
[0106] 因此，在该实施方式中，如在图4中说明那样，相对于W槽为起因而产生的V次的高 次谐波旋转磁通(pV (slot),基于通过来自高次谐波电流产生器16的高次谐波电流Iv(Pls) 而在电抗电路15产生的V次的高周波电压Vv(Pls)，产生成为反相位的高次谐波旋转磁通 (pis)。进而，通过该成为反相位的高次谐波旋转磁通fV (pIs)，使W槽为起因而产生 的V次的高次谐波旋转磁通(pv (slot)减少。通过该高次谐波旋转磁通q>V (slot)减少，高 次谐波电压Vv(Slot) W及由此而在2次绕组w2被感应到的高次谐波电压Vv'（slot)减少。其 结果是，能够减少由于高次谐波电压Vv'（slot)而在2次绕组w2被无用地消耗的电力。
[0107] 在此，如上述所示，对流入到2次绕组的高次谐波电力之中，11次、17次、23次的高 次谐波电力在2次绕组w2被消耗，13次、19次、25次的高次谐波电力被再生到电源侧，通过电 动机14的1次绕组wl、干线11的电阻被消耗的情况进行了说明。所W，通常地，将该高次谐波 电力部分与基波的机械轴输出电力部分相加后的电力是电动机14的输入电力。
[0108] 在上述的实施方式中，将在图1中说明的高次谐波产生部13设置于从电源变压器 11导出的电力干线12来构成节能设备，减少高次谐波电力部分，所W，向从该电力干线12供 电的电动机14的输入电力减少。
[0109] 图12是表示向电动机14的2次绕组w2的输入电力相对于电动机的旋转速度或者转 差率的关系的特性图。在投入上述的节能设备前是W曲线a表示的特性，但是，在投入了节 能设备后移动到W曲线b表示的特性。所W，电动机的转差率从Sa减少到Sb,向电动机14的 输入电力减少。
[0110] 表1表示对于22kw电动机关于节能设备投入前和投入后进行实测后的结果。如该 表1所示，在投入后约1个月，分别地，向电动机的输入电力减少大致10%，转差率减少大致 7%，电动机的旋转速度上升了转差率的减少部分的量。
[0111] [表 1] rnii9i
[0113]随后，参照图13W后的附图对本发明的其他实施方式详细地说明。在该实施方式 中，在图1所示的电抗电路15内，如图13所示，追加了电容器18。即，在电力干线12间连接电 容器18,与上述的电源变压器11的电阻RtW及电抗+_1乃*共同地构成在图14中后述的电抗 电路15。即，电容器18具有电容性电抗一巧c/v，与上述的电源变压器11的电阻化W及电抗+ j VXt共同地构成共振到15次~23次(优选为16次~20次）的电抗电路15。
[0114] 另外，在该电力干线12间，连接有成为包括V次（11次、17次、23次等）的高次谐波在 内的脉冲电流Iv(Pls)的产生源的高次谐波电流产生器16。该脉冲电流Iv(Pls)所包括的V 次的高次谐波通过上述的电抗电路15被放大。
[0115] 在此，变压器11W及电抗电路15部分的等效电路能够如图14所示那样进行改写。 在图14中，变压器11的1次侧漏磁电抗11-1相对于变压器11的励磁电路的电抗11-e显著 的小，因此，1次侧漏磁电抗11-1成为与被短路的情况相同。所W，电容器18如图14所示，与 电阻化W及电抗+_]'乃1并联连接，该电抗电路15构成并联共振电路。另外，将该电抗电路15 的并联阻抗设为Zv(pall)。在该电抗电路15部分，通过来自高次谐波电流产生器16的脉冲 电流Iv(Pls)沿图示方向流动，由此，产生高次谐波电源电压Vv(Pls)。即，高次谐波电流产 生器16成为流动用于产生高次谐波电源电压Vv(Pls)的V次的脉冲电流Iv(Pls)的电流源。
[0116] 另外，电容器18W及高次谐波电流产生器16如图13所示设置于电源变压器11的附 近，或者与在低压干线12的末端连接的感应电动机14的输入端子附近连接。
[0117] 在该实施方式中，从与电力干线12连接的高次谐波电流产生器16开始，如图15W 及图16所示，相对于电源电压Vl的峰值位置，在化Is度超前的相位上升，使脉冲宽度A化Is 的矩形波的脉冲电流IV (P1S)向电抗电路15流动。由此，通过其并联阻抗Zv (pal 1 )，产生并 放大高次谐波电压Vv(pls) = (-)Zv(pall) ? Iv(pls)。通过该高次谐波电压Vv(Pls)产生 高次谐波旋转磁通<pv (pls)，该高次谐波旋转磁通(pv (pis)相对于W上述的槽2I为起因 的V次的高次谐波磁通之中产生反转扭矩的11次、17次、23次的高次谐波旋转磁通 (pv (slot)而成为反相位。由此，使高次谐波旋转磁通(|W (Si甜）减少，使通过高次谐波旋 转磁通(PV (slot)而产生的高次谐波电压Vv(slot)、Vv'（slot)减少。其结果是，能够减少由 于高次谐波电压Vv'（slot)而被无用地消耗的电力。
[011引 W下，使用向量图、图17A、图17B、图17C来说明上述的关系。
[0119] 如上述所示，从与电力干线12连接的高次谐波电流产生器16开始，相对于电源电 压Vl的峰值位置，在化Is度超前的相位上升，使脉冲宽度A化Is的脉冲电流Iv(Pls)向具有 并联连接电容器18后的阻抗Zv(pall)的电抗电路15流动。即，上述的产生反转扭矩的次数V 的脉冲电流Iv(Pls)的各成分、Ill(Pls)、I17(pls)、I23(pls)向电抗电路15流动，由此，产 生并放大高次谐波电压Vv(pls) = (-)Zv(pall) ? Iv(pls)。
[0120] 首先，对于通过脉冲电流Iv(Pls)的成分I17(pls)产生的高次谐波电压V17(pls) 进行说明。在该高次谐波电压V17(pls)被施加到电动机14的1次绕组Wl时，如图13所示，V次 的励磁电流I(0)(v，pls)(I(0)(17，pls))向l次绕组wl流动。该励磁电流I(0)a7，pls)相对 于V17(pls)而90°滞后，所W，产生与励磁电流1(0)(17,pis)同相的高周波旋转磁通 (pV (pls)，即，巧巧（pis)。。基于脉冲产生器I6的高周波旋转磁通(pi7 (pis)成为与W槽 为起因的高周波旋转磁通(pl7 (slot)反相位。所W，W槽为起因的高周波旋转磁通 巧17(81〇0减少，通过该高周波旋转磁通917(81〇0产生的高次谐波电压八（31〇*)，^及 由此在2次绕组w2被感应到的高次谐波电压V'V(Slot)减少。其结果是，能够减少由于高次 谐波电压Vv'（slot)而被无用地消耗的电力。
[0121] 随后，对于电抗电路15的并联阻抗Zv进行说明。在该实施方式中，将共振频率VO设 定成共振成17次的高次谐波。即，将图13W及图14所示的电容器18的电容性电抗一巧C决定 成Wv〇 = 17满足共振条件。
[0122] 在此，对变压器11施加负载的情况下的17次的电压在从50KVA投入到500KVA变压 器的低压干线的实负载的情况下，增大到大致3倍，所W将共振电路的尖锐度设为Q = 3。运 样，在将尖锐度设为Q = 3,使用Xc = v〇2Xt、Q = v〇Xt/Rt时，并联阻抗Z17(pall)用随后的式 (8)求出。
[0123] 「数引
[0124]
* * * 绣）
[0125] 根据上式(8)，阻抗217(9曰11)的相位角成为18.4。滞后。
[01%] 11次的高次谐波Vll的情况在代入上述的Xc = v〇2Xt=172Xt时，并联阻抗Zll (pall)用随后的式(9)求出。
[0127][数 6]
[012 引 * *纖
[0129] 根据上式(9)，与共振时相对的相位角成为011=42.4°。
[0130] 23次的高次谐波V23的情况通过相同的计算方法，并联阻抗Z23(pall)用随后的式 (10)求出。
[0131] Z23(pall)=8.22-j31.4 ? ? *(10)
[0132] 根据上式(10)，与共振时相对的相位角成为023 = 75.3°。
[0133] 随后，对于通过来自高次谐波电流产生器16的脉冲电流Iv(Pls)，在电抗电路15产 生的高次谐波电压Vv(Pls)进行说明。
[0134] 脉冲电流IV (P1S)如图16 W及图17A~C所示，从作为基波的电源电压Vl的峰值的 定时到化Is前产生，是宽度A化Is的矩形波。对于该脉冲电流Iv(Pls)为矩形波，其产生相 位为化Is,宽度为A化Is的情况，用图8表示通过计算机进行傅立叶解析后的结果，将其数 值表示到表2中。
[0135] [表 2]
[0136] 矩形脉冲的情况下的各高次谐波的相位
[0137]
[0138] 表2表示使用各Iv(Pls)的相位角、W及各高次谐波的电抗电路15的相位角来计算 出的高次谐波电压Vv(Pls)的相位。进而，在该相位相对于电源电压Vl而90°滞后±30° W内 时，相对于W槽为起因的Vv(Slot),进入到反相位的范围，将其作为能够减少并判断为 。良"。
[0139] 图18设为矩形波的产生相位:0pls = +9°，宽度：A化ls = 6°，增量0.05%并分别地 对于11次用图19A，17次用图19B，对于23次用图19C来表示向量关系。
[0140] 在此，在对于17次进行说明时，如图19BW及表2的相关栏所示，Sin的值为0.056， COS的值为0.012，I17(pls)的频谱值如表2的相关栏所示，成为0.057,相对于电源电压Vl而 102.1° 超前。高次谐波电压Vv(Pls)是Vv(Pls) = (-)Zv(pall) . Iv(Pls)，阻抗Z17(pall) 的相位角ez(pall)是18.4°滞后，所^，高次谐波电压￥17(913)的相位角成为96.3°。
[0141] 表2是关于相互不同的相位W及脉冲宽度的各矩形波将图18所示的傅立叶解析结 果归纳后的表。在该表2中，例如，将脉冲相位化Is为9.0°、脉冲宽度A化Is为5.0°的情况中 的、脉冲电流Iv (P1S)所含有的17次成分的高次谐波的各向量表示到图17A中。
[0142] 傅立叶级数分解计算的结果如表2所示，矩形波脉冲I17(pls)在脉冲宽度A化Is 为5.0°的情况下，是相对于电源电压Vl而0I17pls = lO8.8°超前。另外，阻抗Z17(pall)的相 位角0Z(pall)是18.4°，所W，高次谐波电压Vv(Pls)相对于一I17(pls)而18.4°。所W，在将 高次谐波电压Vl 7 (P1S)的相位设为0 Vl 7 (P1S)时，
[0143] 成为目￥17(口13) = (_){180。_目17(口13)+化(口曰11)} = _89.6。。即，高次谐波电压 V17 (pis)是相对于电源电压Vl而89.6°滞后，与相对于电源电压Vl而90°超前的Vv (slot)相 对地概略地成为反相位，能够减少高次谐波电压Vv(Slot)。
[0144] 在脉冲相位化Is为9.0°、脉冲宽度A化Is为5.0°的情况下，将11次的高次谐波的 各向量表示到图17B中。即，脉冲电流Iv(Pls)的11次的成分的相位是相对于电源电压Vl而0 Illpls = 72.6°超前。另外，阻抗Zll(pall)的相位角目Z(pall)是42.4°超前，所^，高次谐波 电压Vv(Pls)相对于一Ill(Pls)而42.4°超前。所W，在将高次谐波电压Vll(Pls)的相位设 为 0Vll(pls)时，
[0145] 成为目 Vll(Pls) = (_) {180。一目Il(Pls)-目Z(pall)} =-65.1。。即，高次谐波电 压Vl Upls)是相对于电源电压Vl而65.1°滞后，即使在该情况下，也与相对于电源电压Vl而 90°超前的Vv(Slot)相对地概略地成为反相位，能够减少高次谐波电压Vv(Slot)。
[0146] 在脉冲相位化Is为9.0°、脉冲宽度A化Is为5.0°的情况下，将23次的高次谐波的 各向量表示到图17C中。即，脉冲电流Iv(Pls)的23次的成分的相位是相对于电源电压Vl而0 12化13 = 149.1°超前。另外，阻抗223(9曰11)的相位角目2(9曰11)是75.3°滞后，所^，高次谐 波电压Vv(Pls)相对于一I23(pls)而75.3°滞后。所^，在将高次谐波电压￥23(913)的相位 设为023(pls)时，
[0147] 成为目￥23(口13) = (_){180°_目23(口13)+目2(口曰11)} = _106.2°。即，高次谐波电 压V23(pis)是相对于电源电压Vl而106.2°滞后，即使在该情况下，也与相对于电源电压Vl 而90°超前的Vv(Slot)相对地概略地成为反相位，能够减少高次谐波电压Vv(slot)。
[0148] 运样，在脉冲相位化Is为9.0°、脉冲宽度A化Is为5.0°的情况下，11次、17次、23次 的高次谐波电压Vll(pls)、V17(pls)、V23(pls)均收束于相对电源电压Vl而90°滞后±30° W内。即，相对于W槽为起因的高次谐波电压Vv(Slot)而概略地成为反相位，能够有效地减 少W槽为起因的高次谐波电压Vv(Slot)，在表2评价为"良"。
[0149] 目P，在脉冲电流Iv(Pls)为矩形波，在脉冲相位化Is为9.0°的情况下，脉冲宽度A 0 Pls到4~6°为止，在脉冲相位化Is为10.0°的情况下，脉冲宽度A化Is为6~8°为止，在脉冲 相位化Is为10.8°的情况下，脉冲宽度A化Is为6.5~8.2°为止的范围时，均评价为"良"。
[0150] 随后，来自与电力干线12连接的高次谐波电流产生器16的高次谐波电流Iv(Pls) 相对于电源电压Vl的峰值位置而在化Is度超前的相位上升，对宽度A化Is的指数函数波的 情况进行。即使在运种情况下，通过使指数函数波Iv(Pls)向电抗电路15流动，由此，通过其 并联阻抗Zv(pall)，产生并放大高次谐波电压Vv(pls) = ( -)Zv(pall) ? Iv(pls)。
[0151] 图20表示通过计算机对指数函数波进行傅立叶解析后的结果，其数值表示到表3 中。
[0152] [表 3]
[0153] 指数函数脉冲波形的情况下的相位
[0154]
[0155]
[0156] 表3与表2相同地表示使用各Iv(Pls)的相位角、W及各高次谐波的电抗电路15的 相位角来计算出的高次谐波电压Vv(Pls)的相位。进而，在该相位相对于电源电压Vl而90° 滞后±30° W内时，相对于W槽为起因的Vv(Slot),进入到反相位的范围，将其作为能够减 少并判断为"良"。
[0157] 图20设为指数函数波的产生相位：化ls =+10°，宽度：A化ls = 7°，增量0.05°，并 分别地对于11次用图21A，17次用图21B，对于23次用图21C来表示向量关系。
[0158] 在此，在对于17次进行说明时，Sin的值为0.035，。〇3的值为0.009，117(913)的频 谱值如表3的相关栏所示，成为0.036,相对于电源电压Vl而104.4°超前。高次谐波电压Vv (pis)是Vv(Pls) = (-)Zv(pall) . Iv(Pls)，阻抗Z17(pall)的相位角目Z(pall)是 18.4。滞 后，所W，高次谐波电压Vl 7 (P1S)的相位角成为94.0°。
[0159] 表3是关于相互不同的相位W及宽度将图20所示的傅立叶解析结果归纳后的表。
[0160] 傅立叶级数分解计算的结果如表3所示，指数函数波脉冲I17(pls)在脉冲相位0 Pls为10.0°、脉冲宽度A Bpls为7.0°的情况下，是相对于电源电压Vl而017(pls) = 104.4° 超前。另外，阻抗Z17(pall)的相位角0Z(pall)是18.4°，所W，高次谐波电压Vv(Pls)相对 于一I17(pls)而18.4°。所W，在将高次谐波电压V17(pls)的相位设为0V17(pls)时，
[0161] 成为目 ￥17(口13) = (_){180°_目17(口13)+化(口曰11)} = _94.0°。即，高次谐波电压 V17(pls)相对于电源电压Vl而成为94.0°滞后相位。
[0162] 即使对于11次、23次，也根据表3的值通过相同的计算，11次的高次谐波电压Vll (pis)为一81.6°，23次的高次谐波电压V23(pls)为一97.1°。运些值即使在任意的次数中， 都收束于一90° ±30° W内，将W槽为起因的高次谐波电压Vv(Slot)作为能够减少并判断为 。良"。
[0163] 所W，在高次谐波电流Iv(Pls)为指数函数波，相位化Is为7.0°的情况下，宽度A 0 Pls为1°，在相位化Is为8°的情况下，宽度A化Is为2°，在相位化Is为9°的情况下，宽度A 0 piS为4~6°，在相位化Is为9°的情况下，宽度A化Is为4~6°，在相位化Is为10°的情况下， 宽度A化Is为4~20°，在相位化Is为10.8°的情况下，宽度A化Is为4~15°的范围时，均评 价为"良"。
[0164] 随后，来自与电力干线12连接的高次谐波电流产生器16的高次谐波电流Iv(Pls) 相对于电源电压Vl的峰值位置而在化Is度超前的相位上升，对宽度A化Is的=角波的情况 进行说明。即使在运种情况下，通过使指数函数波Iv(Pls)向电抗电路15流动，由此，通过其 并联阻抗Zv(pall)，产生并放大高次谐波电压Vv(pls) = ( -)Zv(pall) ? Iv(pls)。
[0165] 图22是表示通过计算机对=角波进行傅立叶解析后的结果，其数值表示到表4中。
[0166] [表 4]
[0167] S角波脉冲波形的情况下的相位 [016 引
[0169] 表4与表2相同地表示使用各Iv(Pls)的相位角、W及各高次谐波的电抗电路15的 相位角来计算出的高次谐波电压Vv(Pls)的相位。进而，在该相位相对于电源电压Vl而90° 滞后±30° W内时，相对于W槽为起因的Vv(Slot),进入到反相位的范围，将其作为能够减 少并判断为"良"。
[0170] 图22设为S角波的产生相位:0pls = + lO°，宽度：A0pls = 16°，增量0.05°，并分别 地对于11次用图23A，17次用图23B，对于23次用图23C来表示向量关系。
[0171] 在此，在对于17次进行说明时，Sin的值为0.043，。〇3的值为0.0175，117(913)的频 谱值如表4的相关栏所示，成为0.046,相对于电源电压Vl而112.1°超前。阻抗Z17(pall)的 相位角ez(pall)是18.4°滞后，所^，高次谐波电压￥17(913)的相位角成为86.3°。
[0172] 表4是关于相互不同的相位W及宽度的各=角波将图22所示的傅立叶解析结果归 纳后的表。在该表4中，上述的化ls =+10°、宽度：A化ls = 16°的情况下，在17次时，高次谐 波电压V17(pls)的相位角是86.3%在23次时是99.7%均进入到90°滞后±30°的范围内，但 是在11次时，成为53.1°，所W，作为通过11次、17次、23次得到的整体的评价并不能变成 。良"。
[0173] 作为通过11次、17次、23次得到的整体的评价变成"良"的情况是，根据表4,在相位 化Is为8.0°的情况下，宽度A化Is为5~6°，在相位化Is为9°的情况下，宽度A化Is为9°，在 相位化Is为10°的情况下，宽度A化Is为11° W上且到22°为止，在相位化Is为10.8°的情况 下，宽度A化Is为10.8° W上且到30°为止，在相位化Is为12.6°的情况下，宽度A化Is为25 ~28°运些是有效的组合，评价为"良"。
[0174] 运样，相对于W槽为起因而产生且产生反转扭矩的V次（11、17、23次）的高次谐波 旋转磁通(pv (slot)，W与其相同的次数使反相位的高次谐波旋转磁通(pv (pis)基于高次 谐波电流Iv(Pls)而产生来减少高次谐波旋转磁通cpv (slot)，由此，能够提高电动机的效 率。
[0175] 作为在电源电压的峰值前的相位得到运样的脉冲电流的方式之一，使用图24所示 的构成。图24是能通过CR整流电路得到模拟矩形脉冲电流的方式。在该方式中，将具有电源 电压E的电源241连接到全波整流电路242的交流输入侧，在输出侧连接由电容器243 W及电 阻244构成的并联电路。即，其构成是:该电路具有通过电源电压E的半波被充放电的电容器 243 W及与该电容器243并联连接的放电电阻244,通过由电容器243的静电电容C与放电电 阻244的电阻值財勾成的时间常数CR,在比上述半波的峰值相位更靠前的相位产生规定脉冲 宽度T的模拟矩形脉冲电流。使用图25来说明该关系。
[0176] 对图24所示的电容器243施加被整流后的电源电压E，在to的定时被充电到电压E 的峰值值化1。在tow后的半周期，被充电到电容器243的电荷通过电阻244W时间常数CR进 行放电，电容器的端子电压Cv缓缓地降低。进而，在定时tr降低到化2。此时，电源电压E是 上升中，tr W后到to'为止期间，充电电流向电容器23流动，运作为脉冲电流Iv(Pls)、一Iv (pis)而产生。将其作为图13的高次谐波电流产生器16进行置换时，电源241是电源电压Vl 的电力干线，如图16、图17A~C所示，输出电源电压Vl的峰值前的脉冲电流Iv(Pls)。
[0177] 由该电路引起的波形如图25(b)所示，上升时间短，下降时间较长。因此，如图17A ~C所示，将上升定时设为脉冲产生相位化Is,将到峰值电流值A的33%降低点为止的宽度 设为脉冲宽度A化1S。在50化的情况下，R = 16.4k Q，C = 27W，在时间常数=440ms的情况 下，得到0.2A，目pls = 10.8°，A化ls = 7~8°。另外，在50Hz的情况下，R = 20kQ，C = 22i^F，在 时间常数=440ms的情况下，得到0.15A，化Is = 10.8°，A化Is = 7~8°。
[0178] 除此之外，作为输出电源电压Vl的峰值前的脉冲电流Iv(Pls)的电路，还可W使用 图26所示的电子电路。运种情况下的高次谐波电流产生器16如图26所示，由相位超前电路 261、比较器262、微分电路263、偏置电路264、W及输出电路265构成。另外，运些各部分的电 压、电流的定时表示到图27中。
[0179] 相位超前电路261虽然没有图示，但是由使用OP放大器的积分电路构成，具有并联 电容器和相位调整用的可变电阻器。在该相位超前电路261的输入点a输入有来自各相(例 如U相）的输入电压即作为基波的电源电压Vl(图27的波形a)。相位超前电路261通过调整上 述的电阻器，由此，在输出点b输出有相对于基本电源电压Vl而相位是90°-化Is超前的正 弦波电压(图27的波形b)。另外，该相位超前电路261还可W设为数字计算方式。
[0180] 该正弦波被输入到比较器262,成形为矩形波。所W，在其输出端C能得到相对于基 本电源电压Vl的零点而相位在90°-化Is超前点上升下降的矩形波(图27的波形C)。
[0181] 该矩形波被输入到微分电路263并被微分。微分电路263如公知那样，由电容器W 及时间常数调整用的可变电阻器构成，通过上述的矩形波被输入，由此，在其输出点d分别 得到微分输出的指数函数波+Vg、一Vg(图27的波形d)。
[0182] 在微分电路263的输出侧连接有在构成干线12的I相分的线u、v间设置的输出电路 265。输出电路265具有经由二极管W及电阻而在线u、v间反并联地连接的作为最终级输出 元件的电力晶体管或者MOS型FET(在图中示出了 MOS型FET)2651、2652。进而，运些电力晶体 管或者MOS型FET(在图中示出了 MOS型FET)2651、2652的基极或者栅极分别经由偏置电路 264与上述的微分电路263的输出侧连接。由此，通过在电力晶体管或者MOS型FET265U2652 的基极或者栅极分别设置偏置电路264，来作为模拟放大器发挥作用。
[0183] 通过上述构成，微分输出+Vg、一 Vg分别被输入到输出电路265,并被施加到作为最 终级输出元件的电力晶体管或者MOS型FET265U2652的基极或者栅极。因此，在最终级输出 元件265U2652中流动输出电流+IcU-Id(图27的波形e)，并作为脉冲电流Iv(Pls)被输出。
[0184] 在此，脉冲电流Iv (P1S)通过调整相位超前电路261的可变电阻值，能够在比电源 电压Vl的峰值相位更超前化Is的相位来产生脉冲。另外，脉冲宽度A化Is通过使微分电路 263的可变电阻值，能够调整成任意的宽度。
[0185] 表5表示对相对于75kw负载(冷冻机电动机），投入本发明装置，将施加17次的连续 波电流I17(pls)=0.05A后的情况下的输入电力与未投入的情况进行比较，并测量其变化 的情况。作为效果，如表所示，产生大致11%的电力降低。
[0186] [表引
[0187]
[0188] 表6表示对相对于同上的负载(冷冻机电动机），施加11次的连续波电流111 (P1S) = 0.05A后的情况下的输入电力进行测量后的情况。产生大致5%的电力降低。根据该结果， 作为负载的电动机的(Z1/P)具有是18个的可能性。
[0189] [表 6]
[0190]
[0191] 表7表示对相对于同上的负载(冷冻机电动机），施加23次的连续波电流I23(pls) = 0.05A后的情况下的输入电力进行测量后的情况。产生大致4%的电力降低。
[0192] [表 7]
[0193]
[0194] 表8表示对相对于同上的负载(冷冻机电动机），施加加上上述的11次、17次、23次 的高次谐波电流各0.05A后得到的连续波电流后的情况下的输入电力进行测量的情况。产 生大致14%的电力降低。
[0195] [表 8]
[0196]
[0197] 表9表示对相对于同上的负载(冷冻机电动机），施加与电源电压Vl的峰值值对称 且宽度A化1S = 7.2° (在50化的情况下T = 0.4ms)的1. OA的矩形波脉冲电流后的情况下的 输入电力进行测量后的情况。产生大致11.2%的电力降低。
[019 引[表 9]
[0199]
[0200] 表10表示对连接有共振成17次的并联电容器，相对于电源电压Vl的峰值的定时而 为目Pls = 10° (在50Hz的情况下T = O. 55ms)超前，宽度A目pis = 7° (在50Hz的情况下T = 0.4ms)的矩形波脉冲电流IV(P1S)流动0.5A的情况下的、负载(22kw送风机用电动机）的输 入电力进行测量后的情况。产生大致12.6%的电力降低。
[0201] [表 10]
[0202]
[0203]表11表示对连接有共振成17次的并联电容器，相对于电源电压Vl的峰值的定时而 为化ls = 9°(0.5ms)超前，宽度A化ls = 5°(0.28ms)的矩形波脉冲电流Iv(Pls)流动0.5A的 情况下的、负载(22kw送风机用电动机）的输入电力进行测量后的情况。产生大致11.6%的 电力降低。[表11] 「090/11
[0205]表12表示对连接有共振成17次的并联电容器，相对于电源电压Vl的峰值的定时而 为0pls = 8.1°(〇.45ms)超前，宽度A0pls = 5.4°(〇.3ms)的矩形波脉冲电流Iv(Pls)流动 0.5A的情况下的、负载(22kw送风机用电动机)的输入电力进行测量后的情况。该情况的效 果（电力降低)少3%。运被认为是由于如表2所示，17次、23次的高次谐波电压V17(pls)、V23 (pis)相对于W槽为起因的高次谐波电压Vv(Slot)而不是反相位。
[0206] [表 12]
[0207]
[0208] 表13表示对连接有共振为17次的并联电容器，为化ls = 7° (0.4ms)超前，宽度A 0 P1S = 6° (0.33ms)的指数函数脉冲电流IV (P1S)流动0.5A的情况下的、负载(22kw送风机用 电动机)的输入电力进行测量后的情况。即使在运种情况下，效果化力降低)少2.4%。运被 认为是由于如表3所示，17次、23次的高次谐波电压V17(pls)、V23(pls)相对于W槽为起因 的高次谐波电压Vv(Slot)而不是反相位。
[0209] [表 13]
[0,101
[0別。表14表示对连接有共振成17次的并联电容器，为0pls = 9°(0.5ms)超前，宽度A0 P1S = 5° (0.28ms)的指数函数脉冲电流IV(P1S)流动0.5A的情况下的、负载(22kw送风机用 电动机)的输入电力进行测量后的情况。得到12.5%效果(电力降低）。
[0212][表 14]
[02131
[0214] 表15表示对连接有共振成17次的并联电容器，为化Is = IO.8° (0.6ms)超前，宽度 A 0p 1S = 7° (0.4ms)的指数函数脉冲电流IV (P1S)流动0.5A的情况下的、负载(22kw送风机 用电动机)的输入电力进行测量后的情况。得到11.7%效果(电力降低）。
[0215] [表 15]
[02161
[0217] 表16中，对装备CR电路方式（R=I化Q，C = 27iiF，时间常数= 440ms，Iv(pls) = 0.15A)和共振成17次的并联电容器后的情况下的、负载(22kw送风机用电动机)的输入电力 进行了测量。其结果是，得到12.6%效果（电力降低）。运相当于表2的化Is = IO.8°、宽度A 0 pis = 7.2°的矩形波。
[0218] [表 16]
[0219]
[0220] 表 17中，对装备CR电路方式（R = 22kQ，C = 33iiF，时间常数= 726ms，Iv(pls) = 0.15A)和共振成17次的并联电容器后的情况下的、负载(22kw送风机用电动机)的输入电力 进行了测量。其结果是，效果（电力降低）少3.3%。运相当于表2的化ls = 7.2°、宽度A化Is = 5.4°的矩形波，认为是由于17次、23次的高次谐波电压V17(pls)、V23(pls)相对于W槽为 起因的高次谐波电压Vv(Slot)而不是反相位。
[0221] [表 17]
[0222]
[0223] 表18表示使一般房屋的负载(除电灯负载之外，还有空调1台、电风扇4台等)从时 刻2:10开始到4:20为止连续运行，每规定时间对使用电力进行测量后的情况。在该例子中， 在中途的3:40的定时，将本发明的节能装置(节能，Saver)打开，与电源电压Vl同相或者反 向的17次的高次谐波连侧电流流动0.03A的情况下的使用电力的推移。在该例子中，通过向 节能打开的切换，平均电力降低大致7%。
[0224] [表 18]
[0225]
[02%]表19表示相同地使一般房屋的负载从时刻2:10开始到4:20为止连续运行，每规定 时间对使用电力进行测量的情况。在该例子中，在中途的3:30的定时，将节能打开，与电源 电压Vl同相或者反向的11次的高次谐波连侧电流流动0.03A的情况下的使用电力的推移。 在该例子中，通过向节能打开的切换，平均电力降低大致11%。由此，一般电动机的平均1极 的槽数(Z1/P)大多数可能性是12个 [0227][表 19]
[022引
[0229] 表20是进行在A办公室的某个特定时刻(PM3:00)投入节能设备的实验，并关于该 试验的前后，对"高压受电用累计电力计""冷冻机专用的累计电力计""辅机专用的累计电 力计"的各平均值进行比较后的表。根据表2,节能设备投入后与投入前相比，各累计电力计 的平均值减少。
[0230] [表 20]
[0231]
[0232] 表21表示在B办公室进行了相同的实验后的结果。根据表3可知，在投入节能设备 后的15时15分W后与其W前，平均电力的减少率是14.3%。
[0233] [表 21]
[0234]
[0235] 表22中，关于A办公室中的各种电动机，进行对节能设备投入后1个月的"输入电 流""输入电力""溫度变化"进行计测的实验，并将运些值与投入前进行比较并表示。根据表 可知，节能设备投入后1个月中的各值与投入前相比分别减少。
[0236] [表 22]
[0237]
[0238] 表23是对具有75KW大型冷冻机的办公室C中的高压受电用累计电力计的平均电力 量从平成18年开始到平成24年7月为止进行计测后的值。其中，从平成23年10月开始到平成 24年1月为止，将使用了基于半波整流方式的脉冲产生器后的节能装置投入，之后，将使用 了基于全波整流方式的脉冲产生器后的节能装置投入，进行实证实验后的结果的数据。根 据表可知，从投入节能装置后的平成23年10月开始的数据比到此为止的同月的数据低，产 生了节能下降。尤其是可W看出，将使用了基于全波整流方式的脉冲产生器后的节能装置 投入后的平成24年2月W后的节能效果是显著的。
[0239] [表 23]
[0240]
[0241] 对本发明的几个实施方式进行了说明，但运些实施方式是作为例子而提出的，并 没有意图限定发明的范围。例如，还能够在商用频率(基本频率)的1周期内对电源电压细致 地采样，通过进行数字计算来产生电源电压的最大值的定时。运些实施方式可W W其他各 种方式进行实施，在不超出发明主旨的范围内，可进行各种省略、调换W及变更。运些实施 方式及其变形包括在发明的范围和主旨内，同样，也包括在专利请求所记载的发明和与其 等同的范围内。
[0242] 符号的说明
[0243] 11- ??变压器
[0244] 12 ? ??电力干线
[0245] 13 ? ??高次谐波产生部
[0246] 14 ...电动机
[0247] 14 -1 ? ? ?定子
[024引 14-2 ?? ?转子 [0249] 15 ? ??电抗电路
[0巧0] 16 - ??高次谐波电流产生器
[0巧1] 18...共振用的电容器
[0 巧 2] 21 ? ??槽
【主权项】
1. 一种电力设备，具有从连接于电源变压器的电力干线被供电的电动机，上述电力设 备的特征在于， 在上述电力干线上设置高次谐波产生部，该高次谐波产生部在上述电动机的运行时， 与基于上述电动机的定子的线圈收纳槽数而在上述定子与转子之间产生的高次谐波旋转 磁通所产生的高次谐波电压之中的、对于上述转子而言成为制动力的次数的高次谐波电压 相对地，产生与成为该制动力的高次谐波电压相同次数且反相位的高次谐波电压。2. 如权利要求1记载的电力设备，其特征在于， 上述高次谐波产生部具备： 高次谐波电流产生器，产生与从上述电力干线被供给的电源电压同相且基于上述槽数 的次数的高次谐波电流;以及 电抗电路，设置于上述电力干线，并具有包括上述电源变压器的漏磁电抗在内的阻抗， 通过上述高次谐波电流流动，由此，产生与对于上述转子而言成为制动力的高次谐波电压 相同次数且与上述电源电压相比90°滞后的高次谐波电压。3. 如权利要求2记载的电力设备，其特征在于， 上述高次谐波电流包括11次、17次、23次的至少1个高次谐波电流。4. 如权利要求3记载的电力设备，其特征在于， 上述高次谐波电流产生器相对于上述3个高次谐波电流分别具有比较器、带通滤波器、 相位电路、可变电阻、合成器以及输出电路。5. 如权利要求4记载的电力设备，其特征在于， 上述输出电路在其输出级具有变压器。6. 如权利要求5记载的电力设备，其特征在于， 上述高次谐波电流产生器产生连续波的高次谐波电流。7. 如权利要求3记载的电力设备，其特征在于， 上述高次谐波电流产生器相对于上述3个高次谐波电流分别具有相位超前电路、比较 器、微分电路以及输出电路。8. 如权利要求3记载的电力设备，其特征在于， 上述高次谐波电流产生器产生脉冲宽度的中心与电源电压的峰值点一致的脉冲波的 高次谐波电流。9. 如权利要求8记载的电力设备，其特征在于， 上述高次谐波产生部具备： 高次谐波电流产生器，输出脉冲，该脉冲在与从上述电力干线被供给的电源电压的峰 值点相比更超前的相位上升并且其宽度包含基于上述槽数的次数的高次谐波；以及 电抗电路，设置于上述电力干线，由上述电源变压器的漏磁电抗、以及与该漏磁电抗成 为并联关系的电容器来构成上述脉冲所包括的规定次数的共振电路，通过上述高次谐波电 流流动，由此，产生与对于上述转子而言成为制动力的高次谐波电压相同次数且在与上述 电源电压相比90°滞后±30以内的高次谐波电压。10. 如权利要求9记载的电力设备，其特征在于， 上述高次谐波电流产生器具有利用从上述电力干线被供给的电源电压的正负的半波 进行充放电的电容器以及与该电容器并联连接的放电电阻，通过上述电容器的静电电容和 上述放电电阻的电阻值，将上述被输出的脉冲的上升点设定于比上述正负的半波的峰值点 更超前的相位，并且，决定其脉冲宽度。11. 如权利要求9记载的电力设备，其特征在于， 上述高次谐波电流产生器具有使从上述电力干线被供给的电源电压的相位超前的相 位超前电路、使该相位超前的波形成为矩形波的比较器、以及对该矩形波进行微分的微分 电路，通过上述相位超前电路，能够调整上述被输出的脉冲的上升点的相位，通过上述微分 电路，能够调整上述输出脉冲的宽度。12. 如权利要求9记载的电力设备，其特征在于， 上述高次谐波电流产生器相对于上述3个高次谐波电流分别具有相位超前电路、比较 器、微分电路、偏置电路以及输出电路。13. -种电力设备中的高次谐波抑制方法，该电力设备具有从连接于电源变压器的电 力干线被供电的电动机，上述高次谐波抑制方法的特征在于， 通过将高次谐波产生部设置于上述电力干线，由此来抑制成为制动力的高次谐波电 压，上述高次谐波产生部在上述电动机的运行时，与基于上述电动机的定子的线圈收纳槽 数而在上述定子与转子之间产生的高次谐波旋转磁通所产生的高次谐波电压之中的、对于 上述转子而言成为上述制动力的次数的高次谐波电压相对地，产生与成为该制动力的高次 谐波电压相同次数且反相位的高次谐波电压。14. 如权利要求13记载的电力设备中的高次谐波抑制方法，其特征在于， 上述高次谐波产生部具备： 高次谐波电流产生器，产生与从上述电力干线被供给的电源电压同相且基于上述槽数 的次数的高次谐波电流;以及 电抗电路，设置于上述电力干线，并具有包括上述电源变压器的漏磁电抗在内的阻抗， 通过上述高次谐波电流流动，由此，产生与对于上述转子而言成为制动力的高次谐波电压 相同次数且与上述电源电压相比90°滞后的高次谐波电压。15. 如权利要求14记载的电力设备中的高次谐波抑制方法，其特征在于， 上述高次谐波电流包括11次、17次、23次的至少1个高次谐波电流。
【文档编号】H02P29/50GK105830337SQ201480069613
【公开日】2016年8月3日
【申请日】2014年11月27日
【发明人】志贺诚记
【申请人】株式会社志贺机能水研究所