一种无位置传感器无刷直流电机转子换相误差校正方法及控制系统的制作方法
【专利摘要】本发明涉及一种无位置传感器无刷直流电机转子换相误差校正方法及控制系统。通过傅里叶分解获得电机相反电势谐波信息，分析存在换相点相位偏移时导通区开始与结束时电机端电压差值与换相点偏移相位之间的解析关系，并根据反电势谐波信息反推换相点偏移相位，进而将实时计算的相位偏差叠加到原始信号中，得到高精度的换相信号。控制系统基于所设计的校正方法,采用闭环控制方式,有效减少了无位置传感器电机的换相误差，大大提高了误差收敛速度与无位置传感器电机的工作效率。
【专利说明】
-种无位置传感器无刷直流电机转子换相误差校正方法及控 制系统
技术领域
[0001] 本发明设及一种无位置传感器无刷直流电机转子换相误差校正方法及控制系统， 用于实现无位置传感器无刷直流电机转子精确换相。
【背景技术】
[0002] 无刷直流电机具有结构简单、维护方便、效率高、可控性好、调速性能优异等优点， 在工业领域广泛应用。传统无刷直流电机采用位置传感器进行转子位置检测，并实现换相。 但是位置传感器的安装通常需要位置对准，增加额外的引线，影响系统可靠性，同时军品霍 尔元件磁性引脚会增加系统功耗。为了避免上述不利因素，将无位置传感器电机驱动技术 应用于无刷直流电机。无位置传感器换相控制通常采用相反电势过零点检测法，该方法技 术成熟，尤其在中高速下应用简单可靠。然而，由于低通滤波、电枢反应及器件延迟的原因， 相反电势过零点检测法不可避免地会产生位置检测误差，导致电机转矩脉动增大，高速下 引发非导通相二极管续流，产生负的电磁力矩，降低电机效率。因此，必须研究基于无位置 传感器技术的无刷直流电机高精度换相方法，减小转矩脉动，降低系统稳态功耗，同时保证 电机在全速度范围内实现无位置传感器换相控制，提高可靠性。
【发明内容】
[0003] 本发明解决的技术问题是:针对无位置传感器无刷直流电机转子换相存在误差的 问题，基于电机端电压差与换相点相位偏移之间的关系，提出一种无位置传感器无刷直流 电机转子换相误差校正方法，并设计实现该方法的控制系统，精确补偿反电势过零点法的 换相误差，大大减少了误差收敛时间，提高了换相精度。
[0004] 本发明的技术解决方案：无位置传感器无刷直流电机转子换相误差校正控制系 统，包括28V直流稳压电源（1)、Buck变换器(2)、Ξ相全桥电路(3)、陷波器(4)、无刷直流电 机(5)、反电势过零点信号获取电路(6)、相电压获取电路(7)、数字控制器(8)等。反电势过 零点信号获取电路(6)，包括RC低通滤波器，虚拟中性点电路，电压比较器。Ξ相电压经过低 通滤波器后分别与虚拟中性点电压进行比较，得到Ξ相反电势过零点信号；相电压获取电 路(7)将某一相端电压与虚拟中性点电压进行比较得到该相电压。数字控制器(8)由FPGA+ DSP实现，其中FPGA部分包括PWM调制模块、采样脉冲生成模块、A/D接口模块、原始换相信号 延迟模块、转速测量模块等;DSP部分由PID调节器、相电压差计算模块、换相误差计算与补 偿模块组成。采样脉冲生成模块，根据Ξ路原始换相信号，在某相导通前一时刻和导通结束 后一时刻分别产生采样脉冲。原始换相信号延迟模块将输入的过零点信号延迟30电角度， 产生Ξ路原始换相信号;A/D接口模块将相电压获取电路输出的相电压信号根据AD时钟频 率不断转换为数字量；相电压差计算模块计算相邻两次采样时刻得到的相电压数字量差 值;换相误差计算与补偿模块利用取得的电压差根据误差计算方程计算出换相误差，然后 由换相误差算出补偿时间叠加到Ξ路原始换相信号中，得到精确换相信号。
[0005] 本发明的原理是:无位置传感器无刷直流电机转子换相误差校正方法，根据无刷 直流电机的电压方程，非导通相相电压即为该相反电势，通过检测反电势过零点信号并延 迟30电角度可W产生Ξ路原始换相信号，根据反电势谐波方程，换相信号有误差时，某相反 电势在该相导通开始和结束时会产生不对称现象，检测该不对称值即电压差，根据误差解 算方程即可算出换相误差，换相时刻调节器根据换相误差生成补偿信号，叠加到Ξ路原始 换相信号中，即可得到Ξ路准确的换相信号。
[0006] 所述根据误差解算方程计算出换相误差的实现步骤如下：第一步，误差解算方程 为如下Ξ次方程：
[0011]其中Δν表示电压差，α表示换相误差，A2k-i表示相应阶次的谐波系数(可通过对反 电势波形进行离线快速傅里叶变换得到），理想情况下误差解算方程应由反电势方程严格 地在导通前和导通结束后两时刻的反电势求差，但由于电机换相时，电机端电压存在波动， 为避免换相电压脉动的影响，对反电势方程求差的两个时刻进行调整，设置最大相移Srad， 分别将导通开始前Srad，导通结束后Srad两时刻的反电势求差并忽略差值中影响较小的高 次项谐波，然后对其正弦项进行泰勒级数展开忽略高次项得到实际的误差解算方程；
[0012] Srad由电机电感值、电机角速度与相电流初值推算得到，WB相为例，其他相类似， B相关断后的电流为：
[0013]
[0014] 其4
ibo是初始电流,L是电机电感值，ω 为电机角速度，ib是Β相电流值，计算出Β相关断后电流持续的时间，结合此时电机的角速度 即可得到持续的最大相移。
[0015] 第二步，将检测到的电压差代入方程，可W解算出准确的换相误差α。
[0016] 本发明的原理：
[0017] 理想情况下的误差解算方程根据反电势方程：
[001 引
[0019]其中，ex表示反电势，下标X分别代表A、B、CS相，2k-l代表反电势谐波阶数，m=-l， 〇，1用来表示Ξ相反电势的相位差，A2k-i表示相应阶次的谐波系数，Θ是转子位置，谐波系数 可W通过离线对反电势波形进行快速傅里叶变换得到。WB相导通为例进行分析，其他相导 通时，分析类似。假定B相起始时刻转子相位为I，将导通前一时刻和导通结束后一时刻(转 子位置为^相位)的反电势求差，得到： 6
[0020]
[0021] 其中，E代表反电势，下标B、E分别表示导通周期的起始和结束时刻，表示换相 误差存在时的反电势，α表示换相误差，由于高次项谐波系数相比基波系数非常小，因此忽 略反电势高次项谐波，得到：
[0022]
[0023] 对电压方程中的正弦项进行泰勒级数展开，忽略高次项系数，得到一元Ξ次方程：
[0024]
[0025] 将反电势系数及检测到的电压差代入方程，可W解算出准确的换相误差α。
[0026] 由于电机换相时，电机端电压存在波动，为避免换相电压脉动的影响，校正方法将 端电压采样点位置进行调整，根据电机电感值、电机转速与相电流值获得电机换相过程中 转子的最大相移虹ad，分别将导通开始采样点提前Srad，导通结束采样点延后Srad，进一步 得到调整采样点后的电压差方程：
[0027]
[0028] 其中，α表示换相误差，δ为最大相移，并忽略反电势高次项谐波，得到：
[0029]
[0030] 将正弦项泰勒级数展开，忽略高次项系数，得到一元Ξ次方程：
[0035] 将反电势系数、检测到的电压差及相位δ代入方程，可W解算出准确的换相误差α。
[0036] 得到换相误差后，换相时刻调节器根据换相误差生成补偿信号，叠加到Ξ路原始 换相信号中，即可得到Ξ路准确的换相信号。
[0037] 本发明与现有技术相比的优点在于：
[0038] (1)本发明针对无位置传感器无刷直流电机转子换相误差校正问题，在现有电压 差Pi调节方法基础上，通过电压方程和反电势方程推导计算出误差解算方程，精确计算出 换相误差，极大地减小了误差收敛时间，提高了换相精度。
[0039] (2)与现有无位置传感器无刷直流电机转子换相误差校正方法相比，本发明相电 压差获取过程不影响AD转换器件的工作频率，不影响电机调速电流环的反馈和控制频率。
【附图说明】
[0040] 图1为本发明的算法流程图；
[0041] 图2为本发明的无刷直流电机误差校正驱动控制系统；
[0042] 图3为本发明的不同换相误差状态下的相电压波形与采样脉冲示意图；
[0043] 图4为本发明的采样脉冲生成原理示意图；
[0044] 图5为本发明的方法与传统PI调节方法实验效果对比图，a为8(Κ)巧m下采用传统的 PI误差调节方式时超前换相误差的收敛时间，b为80化pm下采用本发明误差调节方式时超 前换相误差的收敛时间，C为80化pm下采用本发明误差调节方式时滞后换相误差的收敛时 间，d为80化pm下采用本发明误差调节方式时滞后换相误差的收敛时间。
【具体实施方式】
[0045] 如图1所示，本发明的方法实现如下：
[0046] 第一步，系统根据非导通相的反电势过零点检测转子位置，并根据测速信息将相 反电势过零点延迟30电角度产生实际换相信号。
[0047] 第二步，根据误差计算方法，控制器采集电压差并由误差解算方程计算出换相误 差D
[004引第Ξ步，控制器根据换相误差将适当的补偿值叠加到换相信号中，进而驱动电机 运行。
[0049] 第四步，控制系统重复第一步至第Ξ步，实现换相误差的闭环校正并驱动电机运 行。
[0050] 如图2所示，基于本发明提出的换相误差校正方法，设计出无位置传感器无刷直流 电机转子换相误差校正控制系统，包括28v直流稳压电源l、Buck变换器2、Ξ相全桥电路3、 陷波器4、无刷直流电机5、反电势过零点信号获取电路6、相电压获取电路7、数字控制器8 等。
[0051] 为了降低无位置传感器无刷直流电机定子的铁耗，本系统所用无刷直流电机5为 无铁忍定子电机，其绕组电感值极小，如果采用传统的驱动结构进行PWM调制，调制脉动较 为严重。为了减小电流脉动，本系统采用基于Buck变换器2的驱动结构实现电机控制，Buck 变换器2通过PWM信号调节直流侧电压实现调速，Ξ相全桥电路3只根据换相信号控制换相。
[0052] 误差校正控制系统将非导通相反电势，即非导通相相电压作为误差校正的基准， 然而非导通相相电压容易引入开关噪声干扰。为了消除开关频率的谐波，在Ξ相全桥电路3 和无刷直流电机5之间增加了无相位延迟、高阻抗的并联IX陷波器4。陷波器4的电感和电容 值根据公式
巧行调整，其中f。表示陷波器工作频率即开关噪声频率20KHZ， Lt和Ct分别表不陷波器中的电感和电容值。
[0053] 无刷直流电机5的Ξ相端电压输入到反电势过零点信号获取电路6中，反电势过零 点信号获取电路則尋Ξ相信号分别经过RC低通滤波器处理后与电阻网络产生的虚拟中性点 信号用电压比较电路进行比较，比较电路输出信号在端电压与中性点的差值信号过零时会 产生翻转，由此得到Ξ路原始的换相信号，将此信号经过整形电路送入数字控制器中，在控 制器控制下产生换相信号，实现无位置传感器无刷直流电机换相运行。反电势过零点信号 获取电路6包括RC低通滤波电路，运放比较电路，虚拟中性点电路，整形滤波电路。
[0054] 将无刷直流电机某一路端电压输入到相电压获取电路7中，在相电压获取电路7内 端电压与虚拟中性点分别经过电阻分压放大后做差分放大运算，得到该相相电压信号，差 分运算后的相电压信号输入到AD转换电路中进行模数转换，控制器根据采样脉冲信号对相 电压数字信号进行读取。相电压获取电路7包括:虚拟中性点电路，电阻分压电路，差分运放 电路，AD转换电路。
[0055] 数字控制器8由FPGA+DSP实现，其中FPGA包括PWM调制模块、采样脉冲生成模块、A/ D接口模块、原始换相信号延迟模块、转速测量模块等;DSP由PID调节器、相电压差计算模 块、换相误差计算与补偿模块组成。数字控制器8中的相电压差计算模块根据Ξ相换相信号 的状态确定相电压两次采样时刻的电压差，得到由换相存在误差导致的电压不对称差值， 误差输入到换相误差解算模块中，经过误差解算方程输出准确的换相误差，补偿模块根据 换相误差生成补偿信号，叠加到Ξ路原始换相信号中，即可得到Ξ路准确的换相信号，实现 对换相误差的补偿。
[0056] 如图3所示，电机准确换相时，相反电势信号为对称的梯形波。当换相存在误差时， 相反电势信号会出现明显的崎变，波形不再对称:滞后换相时，导通前比导通结束时反电势 电压明显偏大;超前换相时，导通前比导通结束时反电势电压明显偏小。本发明正是利用此 偏差计算换相误差，故需要采样两时刻的反电势电压值。根据本发明提出的误差解算方法， 需要同相相电压在导通前和导通结束时刻(此时反电势即为该相电压）的电压差作为反馈 信息，采样脉冲用来标记运两个时刻并触发控制器中断来读取两时刻各自的相电压值，控 制器的差值计算模块根据Ξ路换相信号的组合状态及两时刻的电压计算出相电压差。根据 图4可W看出，导通时刻和关断时刻由Ξ路换相信号产生，因此采样脉冲也应根据Ξ路换相 信号产生。
[0057] 反电势系数的估计，本发明提出的误差解算方法需要精确的反电势系数参数，因 此对反电势系数的准确估计非常重要。电机的反电势呈周期性变化，其周期性规律与转子 位置及转速相关。本发明采用基于神经网络拟合的方法对反电势系数进行估计，首先离线 获得电机在特定转速下的反电势波形，采用神经网络拟合的方法来拟合反电势谐波信息， 得到反电势波形函数，然后将其单位化，得到跟转速无关的系数K，当控制系统测得转速ω 后，反电势系数Α=Κω。
[005引 Ξ路原始换相信号需要经过30电角度延迟后才能作为换相信号驱动电机运行，而 此角度在数字控制器8中的延迟时间与转速密切相关，因此准确、快速的速度检测非常关 键。另外，电机调速也要求测速精确快速。考虑简单可靠和低成本等因素，本系统直接采用 电机自身Ξ路原始反电势过零信号进行速度测量，不增加其他的速度检测元件。传统测速 方法通常采用一路信号进行测量，但是存在单路信号分辨率较低，反馈周期较长的缺点，不 适应快速性的要求。另外由于电机磁极不可避免的存在安装偏差，过零信号并非是严格的 50%占空比，相邻两个脉冲的宽度不一致，会导致较大的测量误差。为了克服上述问题，本 发明采用了利用Ξ路换相信号，通过逻辑处理，产生6倍于一路换相信号频率的倍频信号， 然后对其进行测量。同时为了避免安装偏差带来的误差，采用转子旋转一周计时的方式，根 据电机的极对数计算出转子旋转一周所应出现的脉冲数，将一周之内所有的脉冲时间间隔 相加计算转速。
[0059]控制系统的换相误差校正效果如图5所示，采用本发明的方法与传统ΡΙ调节方法 相比，误差收敛速度有明显的提高。a图为80化pm下采用传统的ΡΙ误差调节方式时超前换相 误差的收敛时间，b图为8(Κ)巧m下采用本发明误差调节方式时超前换相误差的收敛时间，可 W看出本发明方法比传统PI调节方法的误差收敛时间明显减少;C图为8(K)rpm下采用本发 明误差调节方式时滞后换相误差的收敛时间，d图为80化pm下采用本发明误差调节方式时 滞后换相误差的收敛时间，可W看出本发明方法比传统PI调节方法的误差收敛时间明显减 少。
【主权项】
1. 一种无位置传感器无刷直流电机转子换相误差校正方法，其特征在于:根据无刷直 流电机的电压方程，非导通相相电压即为该相反电势，通过检测反电势过零点信号并延迟 30电角度产生三路原始换相信号，根据反电势谐波方程，换相信号有误差时，相反电势在该 相导通开始和结束时会产生不对称，检测该不对称值即电压差，根据误差解算方程即可计 算出换相误差，调节器根据换相误差生成补偿信号，叠加到三路原始换相信号中，即可得到 三路精确的换相信号。2. 根据权利要求1所述的无位置传感器无刷直流电机转子换相误差校正方法，其特征 在于:所述根据误差解算方程计算出换相误差的实现步骤如下:第一步，误差解算方程为如 下三次方程： a · a3+c · a+d = 0d = -V(a) 其中AV表示电压差，a表示换相误差，Α21^表示相应阶次的谐波系数，为避免换相电压 脉动的影响，对反电势方程求差的两个时刻进行调整，设置最大相移Srad，分别将导通开始 前Srad，导通结束后Srad两时刻的反电势求差并忽略差值中影响较小的高次项谐波，然后 对反电势差值基波及低次谐波正弦项进行泰勒级数展开忽略高次项得到实际的误差解算 方程； 第二步，将检测到的电压差代入方程，可以解算出准确的换相误差α。3. 根据权利要求2所述的无位置传感器无刷直流电机转子换相误差校正方法，其特征 在于:所述最大相移Srad由电机电感值、电机转速与相电流初值推算得到具体为:对于Β相， B相关断后的电流为：h，ib〇是初始电流，L是电机电感值，ω为电 机角速度，ib是Β相电流值，根据电流公式计算出Β相关断后电流持续的时间，结合此时电机 的角速度即得到电流持续的最大相移;A相和C相计算过程相同。4. 一种无位置传感器无刷直流电机转子换相误差校正控制系统，其特征在于:包括28V 直流稳压电源（l)、Buck变换器(2)、三相全桥电路(3)、陷波器(4)、无刷直流电机(5)、反电 势过零点信号获取电路(6)、相电压获取电路(7)、数字控制器(8);按照权利要求1所述的根 据误差解算方程计算出换相误差的方法，电压差由数字控制器(8)在需要求差的两时刻分 别读取相电压获取电路(7)转换来的实时电压信号，并根据反电势过零点信号获取电路(6) 提取到的三路换相信号的组合状态计算得到;数字控制器(8)根据其内程序化的误差解算 方程由电压差计算出换相误差并进行补偿调节;系统采用绕组电感值极小的无铁芯定子无 刷直流电机(5)来降低定子铁耗，针对此类电机pwm调制脉动大的特点，采用基于Buck变换 器（2)的驱动结构实现电机控制，Buck变换器（2)通过P丽信号直接调节28V直流稳压电源 (1)提供的直流侧电压以实现调速，三相全桥电路(3)只根据换相信号控制换相;为了消除 开关频率的谐波干扰，在三相全桥电路(3)和无刷直流电机(5)之间增加了无相位延迟、高 阻抗的并联LC陷波器(4)。
【文档编号】H02P6/182GK106059409SQ201610364726
【公开日】2016年10月26日
【申请日】2016年5月27日
【发明人】周新秀, 陈曦, 方敏
【申请人】北京航空航天大学