三相旋转机械控制器的制造方法

三相旋转机械控制器的制造方法
【专利摘要】一种三相旋转机械控制器包括：电力变换器(601，602)，其将具有彼此相同的幅值和彼此(30±60*n)度的相位差的交变电流输出至三相旋转机械(80)的绕组集(801，802)，n是整数；以及控制单元(65，66)，其通过将相电流第5阶分量和相电流第7阶分量与相电流第1阶分量进行叠加来降低施加至旋转机械(80)的相电流第1阶分量的峰值，相电流第5阶分量和相电流第7阶分量的频率分别是相电流第1阶分量的频率的5倍和7倍。控制单元(65，66)将具有最优幅值组合的相电流第5阶分量和相电流第7阶分量进行叠加，以使得相电流第1阶分量的峰值降低量超过5％，相电流第5阶分量的幅值和相电流第7阶分量的幅值是相对于相电流第1阶分量的幅值。
【专利说明】
三相旋转机械控制器
技术领域
[0001 ]本公开涉及一种用于三相旋转机械的控制器。
【背景技术】
[0002] 通常，在用于具有三相绕组集的三相旋转机械的驱动控制器中，已知将谐波分量 与电压或电流的基波分量(第1阶分量)进行叠加的技术。例如，在JP 2014-121189 A中，公 开了如下技术:对于包括两个三相绕组集的多绕组马达的控制器，通过将谐波分量(例如第 5阶、第7阶等)与基波分量进行叠加来计算电压命令。两个绕组集相对于彼此具有30度的相 位差。因此，抵消了转矩波动。

【发明内容】

[0003] JP 2014-121189 A中公开的驱动控制器涉及与谐波分量相对于基波分量的幅值 和相位的最优值相关地来改进马达的输出。在这一点上，JP2014-121189A中公开的驱动控 制器估计谐波分量随着基波分量根据谐波分量从100%增大的比例。
[0004] 然而，针对适用于例如电动助力转向装置的三相旋转机械的控制器，存在对于限 制安装空间和对于散热的高要求。因此，从降低三相旋转机械的热和损失的观点来看，可能 更重要的是设法降低相电流峰值。
[0005]考虑到以上，本公开的目的是提供一种三相旋转机械控制器，其在将谐波分量与 基波分量进行叠加的配置中使相电流峰值最小化。
[0006] 根据本公开，一种用于驱动具有两个三相绕组集的三相旋转机械的控制器包括： "与两个绕组集对应的第一电力变换器和第二电力变换器，该第一电力变换器和该第二电 力变换器将具有彼此相同的幅值并且具有彼此之间（30±60*n)[度]的相位差的交变电流 输出至两个绕组集，η是整数"；以及"控制单元，其控制三相旋转机械的激励，以便通过将相 电流第5阶分量和相电流第7阶分量与相电流第1阶分量进行叠加来降低施加至三相旋转机 械的相电流第1阶分量的峰值，该相电流第5阶分量的频率是相电流第1阶分量的频率的5 倍，该相电流第7阶分量的频率是相电流第1阶分量的频率的7倍"。
[0007] 此后，将绕组集的单元和与这个绕组集对应的电力变换器称为"系统"。由于上述 配置，本公开的控制器取消掉了两个系统的总转矩中的高频分量产生的转矩波动。
[0008] 此外，本公开的控制单元叠加具有8.1至16.1[%]的幅值的相电流第5阶分量和具 有0.6%至11.1[%]的幅值的相电流第7阶分量，相对于相电流第1阶分量的幅值来限定相 电流第5阶分量和相电流第7阶分量的幅值。
[0009] 根据本公开，将相对于相电流第1阶分量的幅值具有以上范围内的幅值的相电流 第5阶分量和相电流第7阶分量进行叠加以降低相电流峰值。由此，特别是当三相旋转机械 在零速或者低速时，可以降低由电力变换器或绕组集产生的热量。
[0010] 此处，例如当仅将相电流第5阶分量与相电流第1阶分量进行叠加时最大峰值降低 率是4.9%。因此，可以认为相电流第5阶分量和相电流第7阶分量的最优幅值的组合例如为 "其中峰值降低量超过5%的幅值的组合"。"其中峰值降低量超过5%的幅值的组合"的这个 范围处于由以下五个方程代表的直线所围绕的范围之内，其中相电流第5阶分量的幅值是X [% ]，并且相电流第7阶分量的幅值是y[ % ]。这个范围被称为"有利幅值范围"。
[0011] χ = 8·1
[0012] X = 16.1
[0013] y = 〇.54x-3.8(8.1 <χ< 12.5)
[0014] y = 1.14x-11.3(12.5<x< 16.1)
[0015] y = 1.00x-5.0(8.1 <χ< 16.1)
[0016] 特别地，当X = 12.5，y = 5.3时，峰值降低量是7.2%的最大值。这个幅值组合被称 为"最大降低量幅值"。
[0017] 可以离线地计算最大降低量幅值和有利幅值范围，因此，控制单元优选地在d_q轴 上计算第6阶d轴电流和第6阶q轴电流，以使得可以通过坐标变换来得到具有最优幅值的相 电流第5阶分量和相电流第7阶分量。
[0018] 例如在d_q轴上使用第6阶正弦波的d轴电流和第6阶正弦波的q轴电流，基于"第5 阶和第7阶谐波叠加"的激励，可以分析上述最优幅值。作为与此不同的方法，基于"最小峰 值激励"，通过搜索针对每个电角度使相电流峰值最小化而不生成转矩波动的d_q轴电流， 可以分析最优幅值。
[0019]在这种情况下，使用根据"第5阶和第7阶谐波叠加"和"最小峰值激励"的最大降低 量幅值中基于相电流第5阶分量和相电流第7阶分量的比率的变换，可以提供根据"最小峰 值激励"的有利幅值范围。
【附图说明】
[0020] 根据以下描述、所附权利要求和附图，将会理解本公开及其其它目的、特点和优 点，在附图中：
[0021] 图1示出了根据本公开的第一实施例的三相旋转机械控制器的整体配置；
[0022]图2是根据本公开的第一实施例的控制单元的框图；
[0023] 图3是图2的峰值降低电流命令值计算器的框图；
[0024] 图4是示出三相旋转机械的旋转速度与d轴电流限制增益之间的关系的特性图；
[0025] 图5是示出电流幅值基准值与电流幅值限制值之间的关系的特性图；
[0026] 图6是示出三相旋转机械的旋转速度与电流幅值增益之间的关系的特性图；
[0027] 图7是示出三相旋转机械的旋转速度与相位补偿量之间的关系的特性图；
[0028] 图8是示出使相电流峰值最小化的第5阶和第7阶谐波幅值的组合的特性图；
[0029] 图9是示出图8中示出的幅值的组合中的第5阶谐波幅值与相电流峰值降低量之间 的关系的特性图；
[0030] 图10是示出在仅叠加第5阶谐波时第5阶谐波幅值与相电流峰值降低量之间的关 系的特性图；
[0031 ]图11示出了通过"第5阶和第7阶谐波叠加"和"最小峰值激励"分析的最大降低量 幅值和有利幅值范围；
[0032]图12示出了根据(a) "第5阶和第7阶谐波叠加"和根据(b) "最小峰值激励"的d-q轴 峰值降低电流命令值；
[0033] 图13是在将图12的峰值降低电流命令值进行叠加时的相电流波形图；
[0034] 图14示出了以上附图的损失降低效应；
[0035] 图15示出了相电流第1阶分量的反电动势电压波形；
[0036] 图16示出了在单系统驱动期间仅针对相电流第1阶分量的(a)电流波形和(b)转矩 波形；
[0037] 图17示出了在单系统驱动期间在将"第5阶:-5%，第7阶:_2%"的谐波与相电流第 1阶分量进行叠加时的(a)电流波形和(b)转矩波形；
[0038]图18示出了在单系统驱动期间在将"第5阶:_5%"的谐波与相电流第1阶分量进行 叠加时的(a)电流波形和(b)转矩波形；
[0039]图19示出了在单系统驱动期间在将"第5阶:-12 · 5%，第7阶:-5 · 3%"的谐波与相 电流第1阶分量进行叠加时的(a)电流波形和(b)转矩波形；
[0040] 图20是示出具有相电流峰值降低率的第5阶谐波幅值与转矩波动率之间的关系的 特性图；
[0041] 图21是说明在双系统驱动与单系统驱动期间切换峰值降低电流计算命令值的流 程图；以及
[0042]图22是根据本公开的第二实施例的控制单元的框图。
【具体实施方式】
[0043]以下，将参考附图来说明根据本公开的三相旋转机械控制器的实施例。
[0044] (第一实施例）
[0045] 将参考图1至图21来说明本公开的第一实施例。本实施例基于根据日本专利第5， 672,278 B号（以下称之为"在先专利发明"）的发明的实施例的配置，该在先专利发明已经 被登记注册，并且是本发明人的在先发明。在以下的说明中，将适当地结合日本专利第5， 672,278B号（JP.2014-50150 A)的描述。
[0046] 与在先专利发明的实施例类似，本实施例适于用于电动助力转向装置中，并且控 制产生转向辅助转矩的马达(三相旋转机械）的激励。首先，关于本实施例的整个配置，参考 图1。本公开的图1与日本专利第5,672,278B号的图1基本上相同，并且适当地省略对详细内 容的重复说明。
[0047]充当"三相旋转机械"的马达80是包括两个三相绕组集801、802的三相无刷马达。 以相对于第一绕组集801的相线圈811、812、813的30度的电角度的位置关系来布置第二绕 组集802的相线圈821、822、823(参考日本专利第5,672,2788号的图3)。旋转角度传感器85 检测马达80的电角度Θ，并且将电角度Θ输出至控制单元65。
[0048] 充当"控制器"的ECU(电子控制单元）10包括逆变器601、602、电流传感器701、702 和控制单元65。
[0049]充当"第一电力变换器"的第一逆变器601和充当"第二电力变换器"的第二逆变器 602设置成对应于两个绕组集801、802。第一逆变器601和第二逆变器602将具有彼此相同的 幅值并且具有(30±60*n)度相位差的交变电流输出至两个绕组集801、802,其中η是整数。 [0050]在下文中，将包括绕组集和与该绕组集对应的逆变器的单元称为"系统"。其中第 三位数为数字"Γ和"2"的部件附图标记以及以"Γ和"2"结尾的表示物理量(诸如电流和电 压)的符号指示了第一系统或第二系统的部件和物理量。
[0051 ] 逆变器601、602分别包括六个切换元件611-616、621-626，其例如是M0SFET(金属 氧化物半导体场效应晶体管)等。逆变器60U602中的每一个都以桥接的方式连接在高压线 路Lp与低压线路Lg之间。逆变器601、602由来自控制单元65的驱动电路68的驱动信号来切 换，对电池51的直流电力进行变换，并且将该电力供给至两个绕组集801、802。
[0052] 每个系统的电源继电器521、522和平滑电容器设置在逆变器601、602的输入部分 处。
[0053] 电流传感器701、702通过电流检测元件711、712、713、721、722、723来检测每个系 统的相电流，并且将该相电流反馈至控制单元65。
[0054] 控制单元65包括微处理器67和驱动电路(预驱动器)68,并且基于来自转矩传感器 94等的转矩信号trq来控制马达80的激励。
[0055] 接下来，将参考图2来说明第一实施例的控制单元65的配置。在电流反馈控制过程 期间，第一实施例的控制单元65相对于每个系统的电流命令值针对在两个三相绕组集801、 802中流动的实际电流执行反馈。
[0056] 此处，将d_q轴电流命令值Id'Iq$分成第一系统和第二系统的d_q轴电流命令值 Idl' Iql' Id2' Iq2'由于作为一般的规则，第一系统逆变器601和第二系统逆变器602的 电特性是相等的，所以用电流命令值的一半来指示每个系统。
[0057] 峰值降低电流命令值计算器20计算峰值降低电流命令值Id_redl、Iq_redl、Id_ red2、Iq_red2。将峰值降低电流命令值Id_redl、Iq_redl、Id_red2、Iq_red2加至每个系统 的d_q轴电流命令值Idl'Iql'Id2'Iq2'这些"峰值降低电流命令值"是通过将谐波分量 组合而产生的电流值，以便降低第1阶分量(基波分量）相电流的峰值，并且以后将详细说 明。
[0058] 接下来，电流命令值和峰值降低电流命令值之和将被称为"叠加电流命令值"。此 处，通过方程式（I. 1)至（1.4)来定义d-q轴叠加电流命令值Id_supl、Iq_supl、Id_sup2、Iq_ sup2〇
[0059] Id_supl = Idl*+Id_redl."(l · I)
[0060] Iq_supl = Iql*+Iq_redl."(l ·2)
[0061 ] Id_sup2 = Id2*+Id_red2···(I · 3)
[0062] Iq_sup2 = Iq2*+Iq_red2···(I ·4)
[0063] 第一实施例的电流反馈计算器30包括第一系统的第一控制器331和第二系统的第 二控制器332。此外，根据本公开，仅将第一实施例与第二实施例之间的差异部分定义为"电 流反馈计算器"，其是"基于命令值与实际值之间的偏差来执行反馈计算的部分"。因此，反 馈计算器周围的坐标变换块显示在"电流反馈计算器"的边界的外侧。
[0064]接下来，在图2中，以"第一"来表示控制单元65的第一系统的控制块，并且以"第 二"来表示控制单元65的第二系统的控制块。然而，由于每个控制块的功能对于两个系统来 说是基本相同的，所以将"第一"和"第二"从本说明书适当省略以一起说明两个系统。
[0065] 从三相/二相变换器351、352反馈实际电流1(11、^1、1(12、^2。将(11轴叠加电流命 令值Id_supl、Iq_supl、Id_sup2、Iq_sup2与实际电流Idl、Iql、Id2、Iq2之间的差输入至控 制器331、332。为使这些差中的每一个都朝向O收敛，控制器331、332通过使用比例积分控制 操作来计算电压命令值Vdl、Vql、Vd2、Vq2。
[0066] 三相/二相变换器341、342执行坐标变换，以将(1-9轴电压命令值￥(11、￥91、￥(12、￥92 变换为三相电压命令值￥111、￥￥1、^1、￥112、￥￥2、^2。此外，为了在以后描述的电流二相/三 相变换器381、382之间进行区分，以"(V)2 Φ /3 Φ C0NV."来表示图2。
[0067] 三相/二相变换器351、352执行坐标变换，以将在电流传感器处检测到的实际电流 Iul、Ivl、Iwl、Iu2、Iv2、Iw2变换为d_q轴电流Idl、Iql、Id2、Iq2，并且反馈这些d_q轴电流 Idl、Iql、Id2、Iq2〇
[0068]在上述坐标转换操作中，"Θ"用作第一系统中的电角度，并且"Θ-30"用作第二系统 中的相移了 30度的电角度。
[0069]在逆变器601、602的驱动控制期间，如在常规的HVM控制方案中那样，可以将三相 电压命令值Vul、Vvl、Vwl、Vu2、Vv2、Vw2变换成直接占空比，以基于与载波的比较来生成PWM 脉冲信号。然而，本实施例的控制单元65进一步针对三相电压命令值Vul、Vvl、Vwl、Vu2、 Vv2、Vw2执行死区补偿。死区补偿是在日本专利第5，333，422B号(JP. 2012-125022A)中公开 的技术，并且通过以下来实施:针对电压命令值进行补偿以使死区的效应无效，从而增大电 压利用率或者降低线电压中的失真。
[0070] 死区补偿器（在附图中表示为"死区补偿器"）391、392针对三相电压命令值Vul、 Vvl、Vwl、'\^12、'\^2、'\%2进行补偿以使死区的效应无效，并且输出补偿电压￥11_(11:1、'\^_(11:1、 \%_(11:1、￥11_(1丨2、'\^_(1丨2、'\%_(1丨2。在该操作期间，死区补偿器391、392必须确定相电流的极 性。
[0071] 在图2中，将基于"通过将相电流第5阶分量和相电流第7阶分量加至相电流第1阶 分量而计算的电流值"来确定相电流的极性的配置的输入输出信号示出为双点划线。
[0072]通过分别使用电角度"Θ"和"Θ-30"，电流二相/三相变换器381、382执行二相/三相 变换，以将d_q轴叠加电流命令值Id_supl、Iq_supl、Id_sup2、Iq_sup2变换成三相叠加电流 命令值 Iu_supl、Iv_supl、Iw_supl、Iu_sup2、Iv_sup2、Iw_sup2，并且将这些三相叠加电流 命令值 Iu_supl、Iv_supl、Iw_supl、Iu_sup2、Iv_sup2、Iw_sup2 输出至死区补偿器 391、392〇 [0073]三相叠加电流命令值 Iu_supl、Iv_supl、Iw_supl、Iu_sup2、Iv_sup2、Iw_sup2 对应 于"通过将相电流第5阶分量和相电流第7阶分量加至相电流第I阶分量而计算的电流值"。 死区补偿器391、392基于这些接收到的电流值来确定相电流的极性。
[0074]此外，以虚线来表示死区补偿器391、392基于实际电流来确定相电流的极性的配 置中的输入输出信号。在此配置中，将在电流传感器701、702处输出的实际电流IuI、IV1、 1￥1、1112、1￥2、1?2输入至三相/二相变换器351、352和死区补偿器391、392两者。
[0075]接下来，将参考图3至图7来说明峰值降低电流命令值计算器20的配置。
[0076]如图3所示，峰值降低电流命令值计算器20包括d轴电流命令值限制器21、电流幅 值计算器22、电流幅值限制器23、电流幅值增益设定器24、电流相位计算器25、相位补偿量 计算器26和最终电流命令值计算器27。峰值降低电流命令值计算器20基于d-q轴电流命令 值Id*、Iq*来计算峰值降低电流命令值Id_redl、Iq_redl、Id_red2、Iq_red2。峰值降低电流 是将要与相电流第1阶分量(基波分量)进行叠加的电流，以便降低相电流第1阶分量的峰 值。通过降低该峰值，可以在低旋转速度时，特别是在马达80在零速时，使由逆变器601、602 和绕组集801、802产生的热量降低。
[0077] 除了d_q轴电流命令值Id*、Iq*之外，还将电角度Θ和电角速度ω输入至峰值降低 电流命令值计算器20。通过取得由旋转角度传感器85检测的电角度Θ的时间导数来得到电 角速度ω。将电角速度ω通过与比例常数相乘而变换为马达旋转速度[ rpm]。在以下的描述 和附图中，将"根据电角速度ω变换的旋转速度"在适当的情况下简写为"旋转速度ω "。此 外，旋转速度ω的极性是电角度Θ的极性，g卩，反应了马达80的旋转方向。
[0078] 在本实施例中，为了在d_q轴坐标中计算峰值降低电流，针对相电流的第(6n_l)阶 和第(6n+l)阶谐波分量，峰值降低电流命令值计算器20利用第(6n)阶d-q轴电流来计算。通 常，在与n= 1对应的情形中，针对相电流的第5阶和第7阶谐波分量，以第6阶d-q轴电流来执 行计算。相电流第5阶分量和相电流第7阶分量的频率分别是相电流第1阶分量的频率的5倍 和7倍。此外，第6阶d-q轴电流的频率是相电流第1阶分量的频率的6倍。
[0079] 接下来，将说明每个块处的计算。可以通过参考查找图来执行每个块的计算，或者 可以通过数值公式计算来执行每个块的计算。
[0080] d轴电流命令值限制器21根据马达80的旋转速度ω来限制d轴电流命令值Id*，并 且将d轴电流命令值Id*输出为d轴电流命令限制值Id*_lim。具体地，如图4所示，当旋转速 度ω的绝对值为ω Cl1或以上时，将d轴电流命令值Id*乘以作为d轴电流限制增益kd的"Γ。 此外，当旋转速度ω的绝对值低于ω do时，将d轴电流命令值Id*乘以作为d轴电流限制增益 kd的"0"。当旋转速度ω的绝对值处于ω do与ω eh之间时，使增益kd从"0"至"Γ逐渐增大。 [0081 ]换言之，当旋转速度ω的绝对值为ω Cl1或以上时，将d轴电流命令值Id*维持原状。 当旋转速度ω的绝对值低于ω do时，将d轴电流命令值Id*当作0，其中电流相位0i被固定在〇 度。此外，当旋转速度ω的绝对值处于ω do与ω Cl1之间时，使d轴电流命令值Id*在此期间逐 渐变化。由此，在旋转速度ω的绝对值低于ω do的低旋转速度区域中，可以省略d-q轴电流 相位Qi的计算。
[0082] 此处，如日本专利第5，672，278B号的图7所示，电流相位0i对应于电流矢量相对于 作为基准的+q轴的角度，表示Id*、Iq*的电流矢量分别作为d-q轴坐标系中的d轴分量和q轴 分量。将电流相位9:定义成从+q轴沿着逆时针方向设置。
[0083]电流幅值计算器22计算d-q轴电流的第6阶分量的电流幅值基准值Ipo。
[0084] 电流幅值限制器23限制电流幅值基准值Ipo的值，并且将电流幅值基准值Ipo输出 为电流幅值限制值Iplim。具体地，如图5所示，当电流幅值基准值Ipo的绝对值处在Ip_neg或 以上并且处在Ip_grd或以下时，将电流幅值基准值Ipo维持原状。反过来，当电流幅值基准 值Ipo的绝对值低于Ip_neg时，将0用作电流幅值限制值IpuM。此外，当电流幅值基准值Ipo的 绝对值超过Ip_grd时，将电流幅值限制值IpuM限制为警戒值± Ip_grd。
[0085] 当电流幅值基准值Ipo的绝对值少于Ip_neg时，相电流第1阶分量的峰值相对较 低。此时，发热没有变成问题，因此很少需要有意地降低峰值。因此，将〇用作电流幅值限制 值Ip LIM，并且峰值降低电流命令值计算器20输出0作为峰值降低电流命令值。
[0086]电流幅值增益设定器24根据马达80的旋转速度ω来设定电流幅值增益kp。将电流 幅值增益kp乘以从电流幅值限制器23输出的电流幅值限制值IpLIM，以得到电流幅值Ip。将 电流幅值Ip输出至最终电流命令值计算器27。
[0087]如图6 (a)和图6 (b)所示，当旋转速度ω的绝对值大于ω p时，于是将电流幅值增益 kp设定为"0"。换言之，在旋转速度ω的绝对值大于ωρ的高旋转速度区域中，将O用作峰值 降低电流命令值，并且不执行用于降低相电流第1阶分量的峰值的激励。因此，如果电流幅 值增益设定器24的旋转速度阈值ω ρ与d轴电流命令值限制器21的旋转速度阈值ω do之间 的关系满足"《do》ωρ"，那么在所有的旋转速度区域，都可以省略电流相位0,的计算。
[0088] 反过来，当旋转速度ω的绝对值为ωρ或以下时，那么在图6(a)所示的示例中，设 定电流幅值增益kp，以使得随着电流幅值增益kp接近0,旋转速度ω以线性的方式增大。此 外，在图6(b)所示的示例中，设定电流幅值增益kp，以便校正电流控制中的响应延迟所导致 的幅值衰减。例如可以将电流幅值增益k p设定成随着旋转速度ω的绝对值从ω p减小而增 大，然后一旦旋转速度ω的绝对值处于0的附近，则电流幅值增益kp减小。
[0089] 当电流幅值增益设定器24的旋转速度阈值ω p与d轴电流命令值限制器21的旋转 速度阈值ω do之间的关系满足" ω do〈 ω p"时，在旋转速度ω的绝对值的" ω do〈 I ω I〈 ω p"的 区域中，电流相位计算器25基于d-q轴电流命令值Id*、Iq*来计算d-q轴电流相位0i。然后， 电流相位计算器25将d-q轴电流相位0i输出到最终电流命令值计算器27。
[0090] 相位补偿量计算器26根据马达80的旋转速度ω来计算相位补偿量0C。随着旋转速 度ω增大，用于激励的电流的频率增大，并且有必要的是，针对电流控制中的响应延迟所导 致的相位滞后要素进行补偿。此处，如图7所示，相位补偿量计算器26计算相位补偿量0 C，该 相位补偿量9c在下限值0c_min与上限值0c_max之间与旋转速度ω具有正关系。然后，相位 补偿量计算器26将相位补偿量0 C输出至最终电流命令值计算器27。
[0091] 最终电流命令值计算器27已经在此输入了电流幅值Ιρ、相位补偿量0C和取决于情 况输入的d_q轴电流相位0i。此外，最终电流命令值计算器27得到来自旋转角度传感器85的 电角度Θ，并且计算峰值降低电流命令值Id_redl、Iq_redl、1(1_^(12、19_^(12。稍后将描述 特定计算公式(参考图21)。
[0092] 由于上述配置，根据第一实施例的控制单元65，关于d_q轴叠加电流命令值Id_ supl、Iq_supl、Id_sup2、Iq_sup2执行反馈控制，其中，通过将峰值降低电流命令值Id_ redl、Iq_redl、Id_red2、Iq_red2 加至两个系统的d_q 轴电流命令值Idl*、Iql*、Id2*、Iq2* 来得到d-q轴叠加电流命令值I d_sup I、I q_sup I、I d_sup2、I q_sup2。由此，通过与相电流第1 阶分量叠加的相电流第5阶分量和相电流第7阶分量来激励两个绕组集801、802。
[0093]此处，通过30度的电角度偏移的位置关系来布置两个绕组集801、802。假定两个系 统正常运行，则从两个系统的逆变器601、602输出的交变电流彼此等同，其中具有彼此30度 的相位差。因此，如在在先专利发明中那样，可以在两个系统的总转矩中取消第6阶转矩波 动。此外，可以将可以取消转矩波动的相位差归纳并且表示为(30±60*n)度，其中η是整数。
[0094]在先专利发明公开了一种使用第5阶分量作为与相电流第1阶分量的基波电流叠 加的谐波的配置，并且公开了一种使用d-q轴第6阶分量的配置。相比之下，根据本公开的一 方面，将相电流第5阶分量和相电流第7阶分量的最优幅值组合与相电流第1阶分量进行叠 加。
[0095] 顺便提及，在JP 2014-121189 A中，公开了如下技术:针对包括两个三相绕组集的 多绕组马达的控制器，通过将谐波分量(例如第5阶、第7阶等)与基波分量进行叠加来计算 电压命令。然而，JP 2014-121189 A的常规技术涉及改进马达的输出，并且估计使基波分量 根据谐波分量从100%增大的谐波分量的比例，而不考虑将降低相电流峰值作为重点。
[0096]在这一点上，本公开的一方面涉及降低相电流峰值。因此，本公开的这个方面的目 的是找到第5阶谐波和第7阶谐波的最优幅值组合。
[0097](通过第5、第7阶谐波激励来降低相电流峰值）
[0098] 接下来，将参考图8至图14来说明通过第5阶和第7阶谐波激励来降低相电流峰值。
[0099] 首先，图8和图9示出了关于第5阶和第7阶谐波的幅值比的分析研究的结果，其在 与相电流第1阶分量进行叠加时使相电流峰值最小化。在这个研究中，认为相电流第1阶分 量的幅值是1〇〇%。通过针对根据第6阶正弦波的d轴电流和第6阶正弦波的q轴电流所配置 的峰值降低电流命令值执行坐标变换，生成这个分析中的相电流第5阶和第7阶谐波。
[0100] 具有叠加的第5阶和第7阶谐波的相电流峰值，例如当相电流第1阶分量的峰值是 95%时，被称为"相电流峰值降低量是5%"。此外，在本公开中，如将在以后描述的那样，将 "相电流峰值降低率"定义为通过将相电流峰值降低量乘以平均输出转矩而得到，并且与 "相电流峰值降低量"不同地使用。
[0101] 图8的特征线示出了第7阶谐波幅值(垂直轴)与每个第5阶谐波幅值(水平轴）的最 优组合，其使相电流峰值降低量最大化。
[0102] 图9的特征线示出了图8中示出的最优组合中第5阶谐波幅值与相电流峰值降低量 之间的关系。
[0103] 作为比较，图10示出了在仅叠加第5阶谐波时的相电流峰值降低量。在仅有第5阶 谐波的情况下，估计最大峰值降低是4.9%。
[0104] 在这一点上，在图9中，通过设定"6%或更大的峰值降低量"的目标值(这与仅使用 第5阶谐波相比高了约1%)，第5阶谐波幅值落入8.1%至16.1%的范围内。如图8所示，与这 个范围对应的第7阶谐波幅值处于2.0 %与10.0 %之间。
[0105] 可以通过下列方程(2.1)和（2.2)将显示了图8中示出的第5阶和第7阶分量的最优 幅值组合的特征线近似为折线，其中第5阶谐波幅值是x(8.1 < X < 16.1)并且第7阶谐波幅 值是 y(2.0<x< 10.0)[%]。
[0106] y = 〇.75x-4.1 (8.1 < x < 12.5)---(2.1)
[0107] y = 1.31x-ll.l (12.5 <x< 16.1)---(2.2)
[0108] 虽然以上方程通过将第三小数位四舍五入来表示具有两个小数位的斜率，并且通 过将第二小数位四舍五入来表示具有一个小数位的截距，但是可以在适当的情况下改变四 舍五入位置。因此，认为受到与本公开相同的技术考虑的影响并且仅改变四舍五入位置的 方程与此处公开的方程基本相同。这对以下方程同样成立。
[0109] 当第5阶谐波幅值是12.5 %并且第7阶谐波幅值是5.3 %时，峰值降低量高达 7.2%。幅值的这个组合被称为"最大降低量幅值"，并且在图11中由"0"标记示出。在图12 (a)中，示出了第6阶正弦波的d轴电流和第6阶正弦波的q轴电流的产生最大降低量幅值的 波形。当将第6阶正弦波的d轴电流的幅值设定为21.8%，并且将第6阶正弦波的q轴电流的 幅值设定为8.8%时，根据坐标变换计算公式(3.1)，第5阶分量的幅值是12.5%，并且根据 公式(3.2)，第7阶分量的幅值是5.3%。
[0110] (21.8+8.8)/2 Χ，（2/3) = 12.5···(3·1)
[0111] (21·8-8·8)/2Χ，（2/3)=5·3···(3·2)
[0112] 此外，图13(a)示出具有7.2%的峰值降低量的相电流波形，其中将具有最大降低 量幅值的第5阶和第7阶分量进行叠加。
[0113] 此外，表1示出了当第5阶谐波幅值是8.1%、12.5%、16.1%时导致超过5 %的相电 流峰值降低量的第7阶谐波幅值的上限和下限。此外，通过图11中的虚线示出了表1的范围。 这个范围被称为"有利幅值范围"。通过使用来自有利幅值范围的第5阶和第7阶谐波幅值的 组合，可以达到超过5%的峰值降低量，其多于当仅叠加第5阶谐波时所达到的最大峰值降 低量(4.9%)。
[0114] (表 1)
L〇116」通过由以下5个方程(4.1)至(4.5)代表的直线所围绕的范围来限定由图11中的虚 线示出的有利幅值范围，其中第5阶谐波幅值是x[ % ]并且第7阶谐波幅值是y[ % ]。
[0117] χ = 8·1···(4·1)
[0118] x = 16.1---(4.2)
[0119] y = 〇.54x-3.8(8.1 <x< 12.5)---(4.3)
[0120] y = 1.14x-11.3(12.5<x< 16.1)---(4.4)
[0121] y = I. 〇〇x-5.0(8.1 <x< 16.1)---(4.5)
[0122] 在这一点上，作为一般的规则，峰值降低电流命令值计算器20计算峰值降低电流 命令值，以便得到根据第5阶和第7阶谐波幅值的最大降低量幅值。然而，当考虑控制中的变 化等时，只要计算峰值降低电流命令值以获得有利幅值范围内的幅值，那么相电流峰值降 低量就将超过5%。因此，与仅叠加第5阶谐波时相比，可以进一步降低相电流峰值。
[0123] 例如使用由d_q轴上的第6阶正弦波的d轴电流和第6阶正弦波的q轴电流形成的峰 值降低电流命令值，基于"第5阶和第7阶谐波叠加"的激励，分析了上面描述的最优幅值。接 下来，作为与此不同的方法，将针对基于"最小峰值激励"的最优幅值的分析给出说明。
[0124] 在基于"最小峰值激励"的分析中，针对每个电角度搜索"使相电流峰值最小化而 不生成转矩波动的d-q轴电流"。基于这个搜索结果，如图12(b)所示，通过施加作为d轴电流 的第6阶大致三角波和作为q轴电流的第6阶大致正弦波，可以降低相电流峰值。在这种情况 下，d轴电流近似为与三角波类似的准三角波，而第6阶q轴电流近似为正弦波。d轴电流的准 三角波和q轴电流的正弦波还可以近似为包括第6阶、第18阶、第30阶分量等的正弦波的波 形。
[0125] 通过傅里叶级数分解，在准三角波形中具有与三角波形相同频率的阶分量是三角 波形幅值（33.2 % )的81 %。因此，准三角波形的幅值被认为是（33.2X0.81 = )26.8%。此 外，第6阶正弦波的q轴电流的幅值是8.2%。根据坐标变换公式(5.1)，第5阶分量的幅值是 14.3%，并且根据公式(5.2)，第7阶分量的幅值是7.6%。
[0126] (26.8+8.2)/2 Χ，（2/3) = 14.3···(5·1)
[0127] (26·8-8·2)/2Χ，（2/3)=7·6···(5·2)
[0128] 换言之，根据"最小峰值激励"的幅值的组合"第5阶：14.3%并且第7阶:7.6%"对 应于最大降低量幅值。在图13(b)中示出根据这些幅值的相电流波形。基于"最小峰值激励" 所分析的最大降低量幅值的峰值降低量是7.2%，并且等于根据"第5阶和第7阶谐波叠加" 的最大降低量幅值的峰值降低量。然而，作为近似的结果，根据实际测试的峰值降低量是 6.7%〇
[0129] 此外，在图11中通过标记示出根据"最小峰值激励"的最大降低量幅值"第5 阶：14.3%并且第7阶:7.6%"。当与根据"第5阶和第7阶谐波叠加"的最大降低量幅值相比 时，这些幅值对应于是（14.3/12.5) = 1.15倍的第5阶幅值以及是(7.6/5.3) = 1.44倍的第7 阶幅值。
[0130] 因此，通过将根据"第5阶和第7阶谐波叠加"的有利幅值范围乘以这些比率，可以 计算针对其中相电流峰值降低量超过5%的"最小峰值激励"的有利幅值范围，如表2和图11 中的单点划线的范围示出的那样。
[0131] (表 2)
[0133] 通过由以下5个方程(6.1)至(6.5)代表的直线围绕的范围来限定由图11中的单点 划线示出的有利幅值范围，其中第5阶谐波幅值是x[ % ]并且第7阶谐波幅值是y[ % ]。
[0134] χ = 9.3···(6.1)
[0135] χ = 18·5···(6·2)
[0136] y = 0.67x-5.3(9.3<x< 14.4)---(6.3)
[0137] y = 1.44x-16.4(14.4<x< 18.5)---(6.4)
[0138] y = 1.25x-7.1(9.3<x< 18.5)---(6.5)
[0139] 在这一点上，当与根据"第5阶和第7阶谐波叠加"的最大降低量幅值和有利幅值范 围相比时，将根据"最小峰值激励"的有利幅值范围和最大降低量幅值沿着第5阶和第7阶谐 波幅值两者都增大的方向移位。在任何情况下，只要计算峰值降低电流命令值以得到有利 幅值范围内的幅值，那么与仅叠加第5阶谐波时相比，就可以进一步降低相电流峰值。
[0140] 接下来，将参考图14来说明由于降低相电流峰值而带来的损失降低效应。
[0141] 图14(a)示出当马达80在零速和低速时的损失降低效应。在零速和低速期间，由于 相电流峰值而带来的发热效应是较大的。在这一点上，使用方程(7)，通过基于相电流的平 方值来计算损失，当峰值降低量是7.2%时损失降低效应是13.9%。
[0142] {1-(1-0.072)2} X 100 = 13.9···(7)
[0143] 因此，当使用"第5阶和第7阶谐波叠加"方法或者"最小峰值激励"来计算峰值降低 电流命令值时，当与正弦波(相电流第1阶分量)驱动相比时，可以将基于一个电角度周期期 间的最大电流的损失降低13.9%。
[0144] 相比之下，图14(b)示出了当马达80在中速到高速时的损失降低效应。在中速和高 速期间，效应值比峰值更影响发热，由此，估计电流有效值的平方值。结果，当与正弦波驱动 相比时，针对"第5阶和第7阶谐波叠加"使损失增加了 1.8%，并且针对"最小峰值激励"使损 失增加了2.8%。
[0145] 因此，可以预料的是，当马达80在零速或者低速时，优选地叠加谐波分量以降低电 流峰值，而当马达80在高速时，优选地不叠加谐波分量。图6的特性图反映了这个结果。
[0146] (单系统驱动期间的激励）
[0147] 接下来，将参考图15至21，针对当两个系统中的一个出故障等时执行的单系统驱 动期间的激励来提供说明。以30度相移的方式来配置两个绕组集，并且在双系统驱动期间， 可以通过谐波分量来取消转矩波动。在这一点上，在单系统驱动期间，不能实现这种取消效 应。因此，有必要考虑降低相电流峰值和降低转矩波动这两个目的之间的优先级平衡。
[0148] 在图15中，示出了由马达80产生的反电动电压Eul、Evl、Ewl。在本实施例的马达80 的情况下，可以认为在反电动电压中包括第5阶谐波分量的5%和第7阶谐波分量的2%。基 于可应用的马达80的规格，谐波分量的幅值是不同的。此外，通过反电动电压来确定转矩波 动的大小。
[0149] 作为参考，图16(a)仅示出了相电流第1阶分量的电流波形，并且图16(b)仅示出了 相电流第1阶分量的在单系统驱动期间的转矩波形。
[0150]此外参考日本专利第5,672,278B号的方程(4)，在方程(8)中表示了马达80的转矩 T。第1阶、第5阶和第7阶电流幅值是11、15、17，并且第1阶、第5阶和第7阶磁通幅值是如、如、 Φ7。可以基于分量的极性的定义来颠倒方程(8)中的加减运算的符号。
[0151] T= 1 · 5 X {ΙιΦι-ΙιΦδ cos(6Θ )-l5ih cos(69)+Ι5Φ5+ΙιΦ7 cos(69)+?7Φι cos(6Θ )+工7 Φ7}···(8)
[0152] 在这一点上，如果第1阶电流幅值I1与第1阶磁通幅值ih的积被认为是100%，则转 矩T以150%的平均基准值的方式进行脉动。
[0153]此处，将"平均转矩率"和"转矩波动率"进行如下定义。
[0154] 平均转矩率[%]=平均转矩[%]/1.5
[0155] 转矩波动率[% ]=(转矩波动[% ]/平均转矩[% ]) X 100
[0156] 在图16至图19中，将平均转矩表示为"Avr"，并且将转矩波动率表示为"Rtr"。图16 (b)的波形具有100%的平均转矩率和2.8%的转矩波动率。
[0157] 当进行激励以使得转矩波动最小化时，如图17所示，优选的是叠加"第5阶:-5%， 第7阶:-2%"的谐波分量以抵消反电动电压，该"第5阶:-5%，第7阶:-2%"的谐波的大小与 反电动电压的第5阶和第7阶分量的大小相同。此时，图17(b)的波形具有99.7%的平均转矩 率和0.3 %的转矩波动率。此外，图17 (a)示出了 3.0 %的相电流峰值降低量。
[0158] 在中等范围中维持转矩波动降低和相电流峰值降低两者的情况下，例如如图18 (a)所示，仅叠加-5 %的第5阶谐波分量。在这个示例中，如图18(a)所示，相电流峰值降低量 是4.7%。此外，图18(b)的波形具有99.8%的平均转矩率和2.0%的转矩波动率。
[0159]当进行激励以使得相电流峰值最小化时，如图19所示，优选的是叠加"第5阶：-12.5 %，第7阶:-5.3 %"的谐波分量，这与双系统激励期间的相同。此时，图19 (a)示出相电 流峰值降低量是7.2%，这与双系统激励期间的相同。此外，图19(b)的波形具有99.8%的平 均转矩率和4.2%的转矩波动率。
[0160]图20示出了当在单系统驱动期间仅叠加第5阶谐波时相电流峰值降低率与转矩波 动降低率之间的关系。此处，将"相电流峰值降低率"定义如下。
[0161]相电流峰值降低率[% ]=相电流峰值降低量[% ] X平均转矩率[% ]/100
[0162] 此处，平均转矩率是通过从100%减去范围在百分之几至百分之几十的若干谐波 幅值的积而得到的值。因此，如图17至图19所示，平均转矩率基本上是99%或更高。因此，平 均转矩率相对于相电流峰值降低率是小的贡献因子。因为这个原因，相电流峰值降低率主 要取决于"当仅叠加第5阶谐波时的相电流峰值降低量"（参考图10)。
[0163] 此外，转矩波动率在第5阶谐波幅值是3%时为0,并且在第5阶谐波幅值从3%增加 或减小时对称地增大。这个"3%"的幅值对应于在进行激励以使得转矩波动最小化期间使 用的幅值中的第5阶谐波幅值与第7阶谐波幅值(第5阶:-5%，第7阶:-2%)之间的差(参考 图 17)。
[0164] 接下来，将说明图21的流程图。这个流程图涉及在正常激励期间（即，在双系统驱 动期间）以及在单系统驱动期间通过峰值降低电流命令值计算器20执行的峰值降低电流计 算的切换过程。在图21中，符号"S"表示步骤。
[0165] 如果在Sl处当前正在执行双系统驱动（SI:是），则在S2处，使用公式（9.1)和 (9.2)，来计算峰值降低电流命令值Id_red、Iq_red。
[0166]
[0167]
[0168] 如果由于一个系统出故障等而当前正在执行单系统驱动（SI:否，S3:是），则在S4 处，使用公式（10.1)和（10.2)，来计算峰值降低电流命令值Id_red、Iq_red。此外，如果两个 系统都已经出故障（S3:否），则不能驱动马达80,并且过程结束。
[0169]
[0170]
[0171] (效果）
[0172] 将说明本实施例的E⑶10的操作效果。
[0173] (1)由于上述逆变器601、602和绕组集801、802的配置，在双系统驱动期间，可以将 第6阶转矩波动取消掉。此外，针对相电流第5阶分量和相电流第7阶分量的幅值相对于相电 流第1阶分量的幅值，峰值降低电流命令值计算器20通过"第5阶和第7阶谐波叠加"或者"最 小峰值激励"来计算峰值降低电流命令值作为最大降低量幅值或者有利幅值范围内的值。 由此，在对峰值降低电流命令值进行叠加的情况下，可以将相电流峰值降低量最优化。
[0174] (2)峰值降低电流命令值计算器20将第6阶分量的以最优方式离线计算的幅值与 d_q轴电流命令值进行叠加。因此，与d_q转换第5阶和第7阶谐波的配置或者将控制值加至 UVW相的配置相比，简化了计算。
[0175] (3)由于"第5阶和第7阶谐波叠加"，在d轴和q轴中应用第6阶正弦波电流的配置可 以简单地结合正弦波电流。此外，由于"最小峰值激励"，在d轴中应用第6阶准三角波电流和 在q轴中应用第6阶正弦波电流的配置可以有效地使所有电角度的相电流峰值最小化。
[0176] (4)当马达80的旋转速度ω的绝对值小于ω 〇(参考图4)时，峰值降低电流命令值 计算器20将d轴电流命令值Icf当作0。由此，可以在低速区域中省略d-q轴电流相位Q i的计 算。
[0177] (5)当相电流第1阶分量的幅值的绝对值小于Ip_neg(参考图5)时，峰值降低电流 命令值计算器20将这个幅值当作0。由此，当很少需要降低峰值时，可以省略峰值降低电流 命令值的计算。
[0178] (6)峰值降低电流命令值计算器20根据马达80的旋转速度ω来改变相电流第5阶 分量和相电流第7阶分量的幅值。具体地，当旋转速度ω的绝对值大于ω ρ时，不叠加谐波分 量(参考图6)。换言之，在当峰值具有较大发热效应时的零速和低速期间叠加谐波分量，而 在当有效值具有较大发热效应时的高速期间不叠加谐波分量。由此，可以根据需要来执行 有效控制。
[0179] (7)峰值降低电流命令值计算器20根据马达80的旋转速度ω针对相电流第5阶分 量和相电流第7阶分量的相位进行补偿(参考图7)。由此，可以在电流控制中针对由响应延 迟导致的相位滞后要素进行补偿。
[0180] (8)控制单元65包括死区补偿器391、392,其根据相电流的极性来执行电压补偿， 以便相对于施加至马达80的电压来取消掉死区的效应。由此，可以改进电压利用率并且降 低线电压中的失真。
[0181] 基于实际电流或者基于将相电流第5阶分量和相电流第7阶分量加至相电流第1阶 分量的电流值，死区补偿器391、392能够确定相电流的极性。
[0182] (9)当两个系统中的一个系统出故障时，控制单元65继续利用正常运行的系统来 驱动马达80。此时，峰值降低电流命令值计算器20计算峰值降低电流，以使得叠加具有与双 系统驱动期间不同的幅值的相电流第5阶分量和相电流第7阶分量。
[0183] 在单系统驱动期间，不能实现转矩波动取消效应。在这一点上，优选的是，通过平 衡降低相电流峰值和降低转矩波动的优先级，来确定相电流第5阶分量和相电流第7阶分量 的幅值。
[0184] (第二实施例）
[0185] 将参考图22来说明本公开的第二实施例。在电流反馈控制方案中，相对于电流命 令值的和与差，控制单元66针对两个三相绕组集801、802中流动的实际电流的和与差来执 行反馈。除了与第一实施例的不同以外，通过与图2相同的附图标记来表示基本相同的配 置，并且省略其说明。
[0186] 第二实施例的控制单元66的电流命令值加减器41针对d轴和q轴中的每一个来执 行电流命令值Id*、Iq*的加法和减法，生成IdSum*、IqSum*作为电流命令值之和，并且生成 IdDiff*、IqDiff*作为电流命令值之差。两个系统的电特性是相同的，因此IdSum*、IqSum* 对应于Id*、Iq*的两倍，而IdDiff*、IqDiff*对应于"0"。
[0187] 针对d轴和q轴中的每一个，在加减器29处对于由峰值降低电流命令值计算器20计 算的峰值降低电流命令值Id_redl、Iq_redl、Id_red2、Iq_red2进行相加和相减。由于相电 流取消掉了偏移30度的两个系统的第6阶分量之和，所以峰值降低电流命令值之和是0,并 且仅输出IcLredDiff和Iq_redDiff。将Id_redDiff和Iq_redDiff加至电流命令值之差，换 言之，添加至"0"。
[0188] 然后，四个值"IdSum*、IqSum*、Id_redDiff和Iq_redDiff"，作为"通过将峰值降低 电流命令值加至d-q轴电流命令值而得到的叠加电流命令值"，被输出至和控制器421、差控 制器422和系统电压计算器47。
[0189] 第二实施例的电流反馈计算器40包括和控制器421、差控制器422、两个系统电压 计算器43和反馈电流加减器46。
[0190] 反馈电流加减器46计算 Id Sum、I qSum、IdDiff 和 IqD iff。将Id Sum*、IqSum* 与 IdSum、IqSum之间的偏差输入至和控制器421。和控制器421使用比例积分控制操作来计算 作为两个系统电压命令值之和的VdSum、VqSum，以使得输入至和控制器421的偏差收敛为0〇 此外，将Id_redDiff、Iq_redDiff与IdDiff、IqDiff之间的偏差输入至差控制器422。差控制 器422使用比例积分控制操作来计算作为两个系统电压命令值之差的VdDiff、VqDiff，以使 得输入至差控制器422的偏差收敛为0。
[0191] 系统电压计算器43将￥(^11111、￥9311111、￥(10丨€厂￥9〇丨€€变换为第一系统和第二系统的 电压命令值￥(11、￥91、￥(12、￥92，并且将这些电压命令值￥(11、￥91、￥(12、￥92输出至（电压）二 相/三相变换器341、342。
[0192] 将来自三相/二相变换器351、352的电流命令值1(11、^1、1(12、^2输入至反馈电流 加减器46。反馈电流加减器46对电流命令值IdUIql、Id2、Iq2进行相加和相减以计算 IdSum、IqSum、IdDiff、IqDiff0
[0193] 此外，系统电压计算器47将1(^11!11*、19311111*、1(1_代(10丨€付卩19_代(10丨€€变换为第一 系统和第二系统的d-q轴叠加电流命令值Id_supl、Iq_supl、Id_sup2、Iq_sup2，并且将d-q 轴叠加电流命令值Id_supl、Iq_supl、Id_sup2、Iq_sup2输出至电流二相/三相变换器381、 382〇
[0194] 此后，关于电流二相/三相变换器381、382和死区补偿器391、392，如第一实施例中 那样同样适用。
[0195] 在第二实施例中，使用电流命令值之和与差来执行反馈控制，因此可以进一步简 化计算。此外，尽管针对包括电流命令值加减器41和加减器29的配置提供了说明，但是也可 以不设置电流命令值加减器41和加减器29。在这种情况下，尽管设定IdSum= Id*、IqSum = Iq*、IdDiff = O、IqDiff = O，但是可以直接在最终电流命令值计算器27处计算Id_redDiff、 Iq_redDiff〇
[0196] (其它实施例）
[0197] (A)在上述实施例的峰值降低电流命令值计算中，将第6阶分量与d_q轴电流命令 值进行叠加，并且这个配置对应于日本专利第5，672，278 B号的第三和第四实施例（图12、 图13)。然而，不限于这种配置，可以使用其中对第5阶和第7阶谐波进行d-q变换的配置或者 其中将控制权重加至UVW相的配置，以便对应于日本专利第5，672，278B号的第一和第二实 施例（图5、图11)。同样在这种情况下，可以由于"第5阶和第7阶谐波叠加"而调用最大降低 量幅值或有利的幅值范围。
[0198] (B)上述第二实施例的峰值降低电流命令值计算使用了与IdDiff和IqDiff对应的 电流，但是在其中IdSum基本上对于转矩没有贡献的马达中，可以预料的是，可以通过改变 与I dSum对应的电流来降低相电流峰值。
[0199] (C)ECU 10的特定配置不限于上述实施例的配置。例如，切换元件可以是除了 MOSFET之外的场效应晶体管、IGBT (绝缘栅双极晶体管)等。
[0200] (D)本公开的三相旋转机械控制器不限于用于电动助力转向装置的马达控制器， 而是可以应用为用于其它三相马达或者发电机的控制器。
[0201] 本公开不限于这些实施例，而是可以预料不脱离本公开的主旨的多个变型。
【主权项】
1. 一种用于驱动具有两个三相绕组集(801，802)的三相旋转机械(80)的三相旋转机械 控制器，包括： 与所述两个绕组集对应的第一电力变换器(601)和第二电力变换器(602)，所述第一电 力变换器和所述第二电力变换器将具有彼此相同的幅值并且具有彼此(30±60*n)[度]的 相位差的交变电流输出至所述两个绕组集，所述η是整数;以及 控制单元(65,66)，其控制所述三相旋转机械的激励，以便通过将相电流第5阶分量和 相电流第7阶分量与相电流第1阶分量进行叠加来降低施加至所述三相旋转机械的相电流 第1阶分量的峰值，所述相电流第5阶分量的频率是所述相电流第1阶分量的频率的5倍，所 述相电流第7阶分量的频率是所述相电流第1阶分量的频率的7倍，其中 所述控制单元对具有8.1至16.1 [ % ]的幅值的相电流第5阶分量和具有0.6至11.1 [ % ] 的幅值的相电流第7阶分量进行叠加，相对于所述相电流第1阶分量的幅值来限定所述相电 流第5阶分量的幅值和所述相电流第7阶分量的幅值。2. 根据权利要求1所述的三相旋转机械控制器，其中 所述控制单元将所述相电流第5阶分量和所述相电流第7阶分量与由以下五个方程代 表的直线所围绕的范围内的幅值的组合进行叠加： x = 8.1 χ= 16.1 y = 0.54χ-3.8(8.1 <χ< 12.5) y=l.14χ-11.3(12.5<χ< 16.1) y=l.00χ-5.0(8.1 <χ< 16.1) 其中，所述相电流第5阶分量的幅值是χ[ % ]，并且所述相电流第7阶分量的幅值是y [%]〇3. 根据权利要求2所述的三相旋转机械控制器，其中 所述控制单元在d_q轴上计算频率是所述相电流第1阶分量的频率的6倍的第6阶d轴电 流和第6阶q轴电流，以使得可以通过坐标变换来获得所述相电流第5阶分量和所述相电流 第7阶分量。4. 根据权利要求1所述的三相旋转机械控制器，其中 所述控制单元在d_q轴上计算频率是所述相电流第1阶分量的频率的6倍的第6阶准三 角波d轴电流和第6阶q轴电流，以使得可以通过坐标变换来获得所述相电流第5阶分量和所 述相电流第7阶分量。5. 根据权利要求1至4中任一项所述的三相旋转机械控制器，其中 所述绕组集中的每一个和对应于该绕组集的电力变换器形成系统，并且 所述控制单元相对于每个系统的电流命令值针对在所述绕组集中流动的实际电流来 执行反馈控制。6. 根据权利要求1至4中任一项所述的三相旋转机械控制器，其中 所述绕组集中的每一个和对应于该绕组集的电力变换器形成系统，并且 所述控制单元相对于两个系统的电流命令值的和与差针对在所述绕组集中流动的实 际电流的和与差来执行反馈控制。7. 根据权利要求1至4中任一项所述的三相旋转机械控制器，其中 所述控制单元根据所述三相旋转机械的旋转速度来改变所述相电流第5阶分量的幅值 和所述相电流第7阶分量的幅值。8. 根据权利要求1至4中任一项所述的三相旋转机械控制器，其中 所述控制单元在d_q轴上计算d轴电流和q轴电流，以使得可以通过坐标变换来获得所 述相电流第5阶分量和所述相电流第7阶分量，并且 当所述三相旋转机械的旋转速度的绝对值低于预定值时，认为d轴电流命令值为0。9. 根据权利要求1至4中任一项所述的三相旋转机械控制器，其中 当所述相电流第1阶分量的幅值低于预定值时，所述控制单元认为所述相电流第1阶分 量的幅值为0。10. 根据权利要求1至4中任一项所述的三相旋转机械控制器，其中 所述控制单元根据所述三相旋转机械的旋转速度来针对所述相电流第5阶分量的相位 和所述相电流第7阶分量的相位进行补偿。11. 根据权利要求1至4中任一项所述的三相旋转机械控制器，其中 所述控制单元包括死区补偿器(391，392)，其根据相电流极性来执行电压补偿，以便相 对于施加至所述三相旋转机械的电压来取消掉死区的效应。12. 根据权利要求11所述的三相旋转机械控制器，其中 所述死区补偿器基于实际电流来确定所述相电流极性。13. 根据权利要求11所述的三相旋转机械控制器，其中 基于通过将所述相电流第5阶分量和所述相电流第7阶分量加至所述相电流第1阶分量 而计算的电流值，所述死区补偿器确定所述相电流极性。14. 根据权利要求1至4中任一项所述的三相旋转机械控制器，其中 所述绕组集中的每一个和对应于该绕组集的电力变换器形成系统，并且 所述控制单元被配置成：当所述两个系统中的一个系统出故障时，继续使用正常运行 的系统来驱动所述三相旋转机械，并且叠加与双系统驱动期间相比具有不同幅值的相电流 第5阶分量和相电流第7阶分量。15. 根据权利要求1至4中任一项所述的三相旋转机械控制器，其中 所述绕组集中的每一个和对应于该绕组集的电力变换器形成系统，并且 所述控制单元被配置成：当所述两个系统中的一个系统出故障时，继续使用正常运行 的系统来驱动所述三相旋转机械，并且叠加与双系统驱动期间相比具有相同幅值的相电流 第5阶分量和相电流第7阶分量。
【文档编号】H02P21/05GK106067753SQ201610246857
【公开日】2016年11月2日
【申请日】2016年4月20日 公开号201610246857.0, CN 106067753 A, CN 106067753A, CN 201610246857, CN-A-106067753, CN106067753 A, CN106067753A, CN201610246857, CN201610246857.0
【发明人】铃木崇志
【申请人】株式会社电装