的反相输入端，R5的一端连接至运放2# 的反相输入端，另一端连接至-IV基准，Mul3的一个输入端连接至运放2#的输出端，另一个 输入端连接至主功率电路中的输出电压采样电路，输出信号（实时计算得到的占空比）接 入乘法器Mul2的一个输入端，Mul2的另一个输入端连接至第一加法器中的R3，输出基准偏 置电压irtals连接至第二加法器的电阻Rn。
[0017] 电压调节器由运放3#，电阻馬和R8以及电容Ci组成，其中R7的一端连接至运放 3#的反相输入端，另一端连接至主功率电路中的输出电压采样电路，电阻R8和电容C1串联 后并接于运放3#的反相输入端和输出端之间，运放3#的同相输入端与控制电路中设定的 输出电压的基准信号Lf相连，电压调节器的输出端连接至第二加法器的电阻R9。（控制电 路中设定的输出电压基准信号Vraf为输出电压的平均值基准信号或输出电压的最大值基准 信号）
[0018] 储能电容采用薄膜电容，其两端有较大的电压脉动。储能电容的取值Ves与储能电 容电压的最大值Vesniax、储能电容电压的脉动大小AVes、补偿器所需吸收或提供的二次谐波 电流的频率f2nd以及所需吸收或提供的脉动功率PSHe有关（f2nd和PSHe预先给定），并满足如 下关系式：
[0020]取定VesniaJPAVCs，再将给定的f2nd和PI代入上式，即可得到储能电容的取值。 健、，Vi"-〉IPshc 丨KfllulCs0
[0021]滤波电感的设计与常规设计不同，除需限制电感电流的脉动大小外，还需考虑二 次谐波电流的跟踪能力。滤波电感的下限取值匕由滤波电感电流脉动大小决定，其表达式 为
[0023]滤波电感的上限取值由二次谐波电流的跟踪能力决定，其表达式为
[0025] 式中Vbus是补偿器的输入电压，VCs是储能电容电容，f3为补偿器的开关频率，PSHC 为补偿器所需吸收或提供的脉动功率，i^SHe是滤波电感中的二次谐波电流分量，i'm(t) 为ks_SHC⑴的导函数。
[0026] 所述同步整流Buck变换器工作于CCM模式，由主管、辅管、滤波电感和储能电容 组成，其中，主管连接于补偿器的输入电压正极和滤波电感Ls之间，辅管连接于主管的源极 和输入电压的负极之间，储能电容Cs连接于滤波电感Ls和输入电压的负极之间；所述输入 电压采样电路并联于补偿器的输入正负极之间；所述输出电压采样电路并联于储能电容两 端；所述电流采样电路串联于主管电流回路中。
[0027] 所述的电压调节器采用的是比例-积分调节器、双极点双零点型补偿网络或比 例-积分调节器级联带阻滤波器型补偿网络。其作用是将补偿器的输出电压采样信号与 输出电压基准相比较，并将比较产生的误差信号放大，输出至第二加法器。输出电压基准既 可以是输出电压的平均值基准，亦可以是输出电压的最大值基准。相比于控制输出电压的 平均值，控制输出电压的最大值能够提高补偿器轻载工作时输入输出侧的直接能量传递比 重，可以减小补偿器的轻载损耗，但此时需要在控制电路中加入峰值检测电路。该峰值检测 电路包括检测电阻Rp、检测电容Cp和二极管Dp，其中，Rp和Cp并联连接，其一端连接至电阻 R7，另一端连接至地；二极管Dp的阳极连接至主功率电路中的输出电压采样电路，阴极连接 至电阻R7。
[0028] 适用于二次谐波电流补偿器的改进型单周期控制方法，包括如下步骤：
[0029] a、响应单周期控制器中时钟的上升沿，同步整流Buck变换器中的主管开通，辅 管关断；
[0030]b、主功率电路中的电流采样电路采样主管电流信号，并配置一个恒定的采样偏置 电压，使二者之和在全负载范围内恒大于〇,并将二者之和作为单周期控制变量；
[0031] c、除法器实时计算补偿器主管的占空比，将其通过乘法器与上述恒定的采样偏置 电压相乘，得到一个基准偏置电压；
[0032] d、利用第二加法器将补偿器所需吸收或提供的二次谐波电流基准、电压调节器的 输出以及所述的基准偏置电压相加，得到单周期控制变量的基准；
[0033] e、单周期控制器中的积分器对所述的单周期控制变量进行积分，当积分值与所述 的单周期控制变量的基准相等时，单周期控制器中比较器的输出状态翻转，触发器复位，同 步整流Buck变换器的主管关断，辅管开通，直到单周期控制器中下一个时钟到来，补偿器 重复上述步骤工作。
[0034] 由于上述采样偏置电压在一个开关周期内的积分值与基准偏置电压相等，而电压 调节器的输出近似为〇,故主管电流在一个开关周期内的积分值，即主管电流在一个开关周 期内的平均值等于补偿器所需吸收或提供的二次谐波电流。这样，采用本发明所提出的改 进型单周期控制方法，能够使补偿器具有较好的二次谐波电流补偿效果。
[0035] 本发明设计的二次谐波电流补偿器，可以并联在直流负载侧、直流输入源侧或中 间直流母线上，用来吸收PFC变换器输出电流中的二次谐波电流或提供逆变器输入电流中 的二次谐波电流。
[0036] 本发明与现有技术相比，其主要特点如下：
[0037] 1.本发明所提出的补偿器工作于CCM模式，开关管中电流的峰值和有效值较低， 补偿器的导通损耗较小；
[0038] 2.本发明设计的二次谐波电流补偿器采用无电解电容设计，该补偿器具有很好的 二次谐波电流补偿效果，而且工况对补偿效果影响很小。
[0039] 3.本发明所提出的改进型单周期控制方法可以克服现有基本单周期控制方法因 在补偿器工作于放电模式时对电感电流扰动不收敛而导致补偿器无法稳定工作的缺陷，使 得补偿器可以在充电模式和放电模式下均稳定可靠地工作。
【附图说明】
[0040] 附图1是本发明中同步整流Buck变换器的原理图。
[0041] 附图2分为附图2-1、2-2、2-3和2-4,是同步整流Buck变换器在不同工作模式下 的等效电路图。
[0042] 附图2-1是同步整流Buck变换器工作于充电模式，主管开通、辅管关断时的等效 电路图；
[0043] 附图2-2是同步整流Buck变换器工作于充电模式，主管关断、辅管开通时的等效 电路图；
[0044] 附图2-3是同步整流Buck变换器工作于放电模式，主管开通、辅管关断时的等效 电路图；
[0045] 附图2-4为同步整流Buck变换器工作于放电模式，主管关断、辅管开通时的等效 电路图。
[0046] 附图2-1、2-2、2_3和2-4中的实线表示该工作模态下有电流流过，虚线表示该工 作模态下无电流流过。
[0047] 附图3分为附图3-1、3_2,是采用基本单周期控制方法进行控制时，二次谐波电流 补偿器在不同工作模式下的主要工作波形。
[0048] 附图3-1是采用基本单周期控制方法进行控制时，二次谐波电流补偿器在充电模 式下的主要工作波形；
[0049] 附图3-2是采用基本单周期控制方法进行控制时，二次谐波电流补偿器在放电模 式下的主要工作波形。
[0050] 附图3-U3-2中的实线是补偿器的稳态工作波形，虚线是在电感电流中加入扰动 后的工作波形。
[0051] 附图4分为附图4-1、4_2,是采用本发明所提出的改进型单周期控制方法进行控 制时，二次谐波电流补偿器在不同工作模式下的主要工作波形。
[0052] 附图4-1是采用改进型单周期控制方法进行控制时，二次谐波电流补偿器在充电 模式下的主要工作波形；
[0053] 附图4-2是采用改进型单周期控制方法进行控制时，二次谐波电流补偿器在放电 模式下的主要工作波形。
[0054] 附图4-U4-2中的实线是补偿器的稳态工作波形，虚线是在电感电流中加入扰动 后的工作波形。
[0055] 附图5是二次谐波电流补偿器中控制电路的原理图，其中储能电容的输出电压采 用平均值控制。
[0056] 附图6是输出电压采用平均值控制时，储能电容电压在不同负载下的工作波形。
[0057] 附图7是输出电压采用最大值控制时，储能电容电压在不同负载下的工作波形。
[0058] 附图8是本二次谐波电流补偿器中控制电路的另一种原理图，其中储能电容的输 出电压采用最大值控制。
[0059] 附图9是设计实例的电路原理图。
[0060] 附图10-1、10-2、10-3和10-4,是二次谐波电流补偿器稳态工作时的仿真波形，其 中