专利名称：用于频率合成器的相位切换双模分频器计数器电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于频率合成器的切换相位双模预定标器(dual-modulus)或分频器计数电路。该电路在第一所选模式中通过第一因数和在第二所选模式中通过第二因数对至少一个高频信号分频。它包括串联连接的多个异步二分频器。该二分频器之一是用以接收两个反相输入信号并且提供四个彼此相比有90°相移的信号的主从式。该电路进一步包括一个插于两个二分频器之间的相位选择器单元，其用以从主从式第一分频器接收四个相移信号并将从四个相移信号中所选择的一个信号提供给第二分频器。一个控制单元提供控制信号给相位选择器以便选择相移信号。
频率合成器用于在无线通信系统中并且通常在电信系统中提供高频信号。该高频信号可以用于解调接收到的RF信号。
图1表示了一个常规的具有双模预定标器电路的频率合成器的实施例。该合成器包括一个未示出的参考振荡器，其提供一个稳定频率的参考信号Fref给相位和频率检测器2，该检测器也从双模预定标器电路5接收分频信号Fdiv以便将参考信号与分频信号进行比较。检测器将表示为信号Fref和Fdiv之间的相位和频率差的函数的比较信号提供给连接到压控振荡器(VCO)4的低通滤波器3。该压控振荡器接收源于低通滤波器的压控信号以便该振荡器产生至少一个取决于信号Fref和Fdiv之间比较结果的高频信号。
压控振荡器可以是提供两个反相高频信号Fs和Fsb给锁相环中预定标器电路5的差分类型振荡器。因此高频信号Fs或Fsb中的至少一个信号能用于射频信号接收器中的解调操作。
双模预定标器电路5按照取决于所选模式的分频因数来执行分频。为此目的，一个具有两个计数器A和B的逻辑电路用来向预定标器电路提供模式选择功能。逻辑电路6，其在本技术领域是人所共知的，由一个微处理器和分频信号Fdiv控制。两个计数器A和B在原则上由相同的时钟信号来同步计时，但每个计数器在复位前所计的数是不同的。这样能够使逻辑电路6将一个模式信号提供给预定标器电路以便在特定时期改变分频模式。
双模类型的预定标器电路的几个实施例已经被提及，但由于这些电路必须以高速操作，因此它们比简单固定分频比率的频率分频器(division ratio frequencydividers)更难设计。问题是，在使用第一和第二分频因数实现频率划分时，电路的逻辑部分减慢了整个电路的速度。
US专利6067339描述了一个常规双模预定标器电路的实例。一方面，分频因数是64或65，而另一方面是128或130，这取决于所选择的模式。该电路具有一个用于选择分频因数的同步分频第一部分和一个异步分频第二部分。因此，该电路包括串联连接的多个二分频器。一个由同步分频器组成的单元按照4或5分频而其它的分频器异步。
同步分频器单元使用特定数量的逻辑门使得该电路能够按照所选的两个分频因数之一对高频信号分频。在所述同步分频器单元的关键路径中的逻辑门可以导致最大输入频率的降低。该单元包括由相同的时钟信号计时的三个D类型触发器，该时钟信号是来自于第一二分频器的一个输出信号。然而，该单元的一个触发器仅用于取得分频因数65或130。
以上类型的同步分频单元通常用来直接接收高频信号。结果，同步分频器单元中的触发器在高频上操作，其从功率消耗的观点看是不利的。该问题的部分解决方法是在US专利6037339中所描述的电路，其中一个异步二分频器在同步分频器单元之前。然而，第一分频器仅对高频信号的频率进行二分频，这就意味着同步分频器单元的触发器要以更高的频率来操作。
这种类型的电路的另一个缺点是无法按照两个分频因数对频率分频进行细调，特别是由于第一二分频器用于降低高频信号的频率。因此通过在其间具有细小差别的分频因数来提供分频是不可能的。
双模预定标器电路避免使用同步分频器单元的实例在IEEE集成电路期刊，1996年7月7日第31卷由Mrs.Craninckx和Michiel S.J.Steyaert所写的文章中进行了描述。与本发明相似，这个双模预定标器电路仅包括串联的异步二分频器。因此该双模电路包括了一个由相位选择器中断(interrupt)以可进行128或129分频的七个异步的二分频器的链。仅第一二分频器操作在最高频率上，也就是至少一个所接收到的高频信号Fin的频率。
一个主从式第二二分频器连接到第一二分频器上并且在由第一分频器提供的两个反相信号的基础上将彼此相比相移为90°的信号提供给相位选择单元。相对于由该主从式分频器提供的四个信号中的第一个信号，其他的信号相移为90°，180°，270°。选择器单元包括两个差分放大器用以放大和选择四个相移信号，以及用以在输出端提供四个信号中所选定的一个信号的选择装置。
通过与所选模式相关的控制逻辑单元来控制选择器单元。在第一所选模式中，所述电路必须按照等于128的分频因数对高频信号的频率进行分频。在此情况下，在所有分频期中，选择器单元仅仅选择四个信号中的一个。在第二所选模式中，电路必须按照等于129的分频因数对高频信号的频率进行分频。为了取得该因数，在与控制单元所产生的控制信号相关的选择单元内引起四个相移信号中的两个之间的相位切换。所以在每个分频期，能够获得由第二分频器提供的第一信号和与第一信号相比相位延迟90°的第二信号之间的相位切换。为此目的，控制单元由最后的二分频器的输出信号计时以便将该控制信号提供给相位选择器单元以在每个分频期间引起相位切换。
为改变与选择模式相关的控制单元的状态，一个NAND类型逻辑门接收模式信号和来自于最后一个二分频器的输出信号。如果模式信号的值为0，那么在控制单元输出信号的变化就不受影响。另一方面，如果模式信号的值为1，那么输出信号被与非门反转以对控制电路计时并使得选择器单元执行信号的相位切换。需要注意的是选择单元的控制部分不再完全同步。
在由Mrs.Craninckx和Michiel S.J.Steyaert所写的文章中所描述的解决方法的主要缺点是当在第二选择模式中相位切换时，在选择器单元的输出信号中可能发生电压降落。通过从第一信号到第二信号时选择器内的变化而导致这些电压降落，其中所述第二信号与第一信号相比存在90°相位延迟。在这种情况下，分频因数可能不再是129，甚至可能远低于128，因为在选择器单元的输出信号中有额外的脉冲。为了避免这个由于用于提供控制信号的逻辑部分不能很快地起作用的事实所导致的问题，提供给所述电路的输入端的高频信号的频率必须较高。另一方面，如果所述高频信号的频率不足够的高，那么在相位切换时在输出信号中就会发生电压降落。
为了解决这个问题，有必要在由控制单元提供的控制信号中减缓转变的开始和/或斜度。考虑到所接收将被分频的高频信号的频率，可以证明在控制信号中调整转变的开始和/或斜度是很困难的。
如在图5a中所看见的那样，如果选择装置的控制信号C0有一个相对陡的转变斜率l1，那么在输出信号F4中就会发生较高电压降落。另一方面，如果转变斜率l2平滑，那么在输出信号F4中的电压降落在实际上对分频因数不会有更深的影响。不过，很显然，由Mrs.Craninckx和Michiel S.J.Steyaert所写的文章中所描述的电路通常不能对频率相对低的信号分频。高频信号必须要有一个比特定的最小频率高的频率。此外，电压降落的问题也取决于双模预定标器电路的供电电压。正因为此，电路仅能在特定的最小与最大电压之间操作。
这样，本发明的主要目的就是给一个高速双模预定标器提供特别用于在切换相位时避免不当压降的装置以克服现有技术的缺陷。
为此，本发明包括一个先前所述类型的双模预定标器，其中，在从两个模式中所选定的一个模式下，调整控制单元用以提供控制信号给选择器单元以便其在每个分频时期，在每个支路所选的两个相移信号之间引起相位切换，第二相移信号与第一相移信号相比相位超前90°。
本发明的双模预定标器电路的一个优点是不依赖于提供到电路的输入端的高频信号的频率。由于第一信号和与第一信号相比相位超前90°的第二信号间的相位切换，选择器单元的输出信号中不会发生电压降落。因此，不需要减缓控制信号的开始和/或斜率。
本发明的高速双模预定标器电路可以在特定的最小供给电压到任何更高的电压上操作。供给电压对切换相移信号的相位没有影响。
本发明的双模预定标器电路的另一个优点是两个分频因数彼此之间可以非常接近。这样就允许在频率合成器的锁相环中对高频信号的频率进行微调。例如，在第一所选模式中，高频信号的频率可以按照等于64的第一因数分频。在第二所选模式中，高频信号的频率可以按照等于63.5的第二因数分频。
本发明的双模预定标器电路的另一个优点是控制单元由相应于分频器链上的最后一个二分频器的输出信号的时钟信号同步计时。因此时钟信号不会干扰在控制单元中的时钟操作。而且，由所述控制单元产生的控制信号没有干扰和/或延迟。
相位选择器单元优选地具有接收四个相移信号中的两个的第一选择支路，接收其余两个相移信号的第二支路，和连接于每个支路的一个选择元件。每个支路包括一个由控制信号控制的差分放大器以便选择两个相移信号之一。要注意的是每个差分放大器控制信号在由选择器单元的选择元件所选中信号改变之前是稳定的。
要注意的是在分频器链中二分频器的使用，特别是异步分频器的使用促进了所述的高速双模预定标器电路的实施。
双模预定标器电路的目的、益处和特点将根据附图所示实施例的以下描述而更加清晰，其中图1，已经说过，表示一个具有双模预定标器电路的常规频率合成器，图2表示本发明的一个双模预定标器电路，图3表示本发明双模预定标器电路的控制单元的一个实施例，其包括多个触发器和逻辑门，图4显示了与控制信号转变有关的选择器单元中的相移信号间的相位切换和由切换相移信号的相位而产生的选择器单元输出信号的曲线图，图5a，已经说过，显示的是在第一信号和与第一信号相比相位迟延90°的第二信号之间的相位切换以及根据现有技术切换相移信号的相位而产生的选择器单元输出信号的曲线图，和图5b显示的是在第一信号和与第一信号相比相位迟延90°的第二信号之间的相位切换以及根据本发明切换相移信号的相位而产生的选择器单元输出信号曲线图。
要注意的是，由于其对本领域的技术人员是人所共知的，因此双模预定标器或分频器计数电路在以下的描述中不再详细描述。
如以上参考图1所描述的那样，双模预定标器电路用于频率合成器的控制环中。例如，该合成器可在用于短距离无线通信的小型便携装置中的射频信号发射机和/或接收机中使用。用于短距离无线通信的射频信号的频率接近0.5GHz，例如434MHz。作为一般的规则，频率合成器提供高频率信号用以解调射频信号。例如，设计合成器以将其合并到包含一块小蓄电池或电池的一个腕表中。特别地，双模预定标器电路必须在合成器操作期间消耗小电流。
本发明的双模预定标器电路部分基于在IEEE集成电路期刊1996年7月7日第31卷中刊登的由Mrs.Craninckx和Michiel S.J.Steyaert所写的文章中所描述的电路。因此关于本发明双模预定标器电路中特定等效元件设计的更多细节，读者可以参考该文章。
图2显示的是双模预定标器电路5，其被设计以在第一所选模式中按照第一因数N或在第二所选模式中按照第二因数N-M来进行分频。因数N优选地为64，其是2的幂，因数N-M优选地为63.5。其他的分频因数值当然也可以选择。例如，如果选择器单元是在第二和第三二分频器之间，那么分频因数将是64或63。
双模预定标器电路5包括二分频器链10，12，一个在两个二分频器之间的相位选择器单元11，和一个连接到选择器单元并依据所选的模式向选择单元提供控制信号S0，S1和S2的相位控制单元13。相位选择器单元11在主从式第一分频器10和分频器单元的第一二分频器12之间。
主从式分频器基于相位相反的两个高频信号Fs和Fsb而向相位选择单元11提供具有相对相差90°的四个信号F21，F21b，F2Q和F2Qb。由合成器的差分压控振荡器(vco)提供两个高频信号。要注意的是第一主从式分频器是在最高频率操作的唯一元件。
相位选择器单元11的输出信号F2的频率在32-分频器单元12中分频。32-分频器单元包括串联的五个异步二分频器。32-分频器单元的输出信号Fdiv向相位控制单元13提供一个时钟信号用以计数受控制单元影响的操作。输出信号Fdiv也是一个分频信号同时需要用于频率合成器的相位和频率检测器中所引起的比较(comparison)。
相位选择器单元11包括两个放大选择支路。每个支路包括一个差分放大器21，22。每个放大器21或22从主从式第一分频器10接收四个相移信号中的两个。由于来自于该分频器的信号具有相对低的振幅，有必要在两个支路中使用放大器来放大它们。
例如，放大器21接收正负同相信号F21和F21b，即两个反相的第一信号，同时放大器22接收正和负正交信号F2Q和F2Qb，即反相的两个第二信号。在每个支路中，通过控制信号S1，S2来选择两个信号之一。控制信号S1选择信号F21或信号F21b。如果控制信号S1的值为0，那么放大器21放大并且选中信号F21。反之，如果控制信号的值为1，那么放大器21就选择并放大相反的信号F21b。类似地，控制信号S2选择信号F2Q或F2Qb。如果控制信号S2的值为0，那么放大器22放大并且选中信号F2Q，反之，如果控制信号S2的值为1，那么相反的信号F2Qb被放大器22选中和放大。很明显，对于每个放大器而言可以改变相移信号的选择，但是出于本发明的目的，对每个放大器，用以上描述的方式来选择信号是优选的。
电源向每一放大器21，22供电，虽没有示出，但该电源提供了充足的电流以保证双模预定标器电路的快速操作。然而，所述放大器可以通过电压源供电。
相位选择器电路11还包括一个选择元件23用以选择一个相移信号以提供给所述单元的输出端。例如，选择元件可以是一个多路复用器。选择元件接收每个支路的信号F1和FQ以及控制信号S0。信号S0使得选择元件23选择信号F1和FQ中的一个或另一个以便提供给输出端。如果信号S0的值为0，那么信号F1被选，反之如果信号S0的值为1那么信号FQ被选。
在第一所选模式中，在相位选择器单元11中没有引起相位切换。这样选择器单元仅选择四个相移信号中的一个以便提供同一频率的输出信号F2来作为所选的相移信号。在每一分频期间，相同的相移信号构成选择单元的输出信号F2。分频期相对于预定标器电路或分频器计数器电路输出的分频信号的频率而被确定。因此在这样的第一模式中，控制单元13提供的控制信号S0，S1，和S2不随时间改变。
在第二所选模式，在每一分频周期结尾时，在选择器单元中引起相位切换。选择器单元中的相位切换与选择器单元输入端所接收到的第一信号和相位超前90°的第二信号之间的转变相一致。因此选择器单元11接收控制信号S0，S1和S2，其中的一些信号在每个分频周期1/Fdiv中改变状态用于相位切换。由于相移信号间的相位差别是90°并且仅有一个二分频器在选择器单元之前，因此第二分频因数能等于63.5。本发明使用六个与相位选择器单元相关的二分频器来获得这样的一个因数。相位切换，即在每个分频期中的四个相移信号中的两个之间的转变将参考图4具体说明。
可以配置图3所示的相位控制单元13以便根据模式信号的状态而提供控制信号S0，S1，和S2给选择器单元。在本实施例中，控制单元13有一个顺序逻辑部分和一个组合逻辑部分。顺序逻辑部分包括两个触发器31和34，组合逻辑部分包括逻辑门32，33和35的一个装置。要注意的是顺序逻辑部分由单个时钟信号Fdiv来同步计时。该时钟信号是分频器链中二分频器的输出信号。
当模式信号为1时，所有的D类型触发器在由信号Fdiv产生的时钟脉冲上传输输入信号的状态给它们的输出Q。另一方面，当模式信号为0时，每个触发器的输出状态在由信号Fdiv产生的时钟脉冲上不改变。
反相器32连接在第一触发器31的输出Q和输入D之间以便使得所述反相器反转输出信号S0从而产生信号S0b。因为这样，信号S0在每个时钟脉冲上改变状态。当信号S0b高时它由低到高，而当信号S0b低时它由高到低。
XOR逻辑门33在其输入端接收输入信号S0和与信号S2b相同的第二触发器34的输出信号Q，同时在第二触发器的输入端提供一个信号S1。最后，控制信号S2通过反相器35反转信号S2b而获得。
要注意的是控制单元13对信号的频率低于在每个支路的放大器输入端相移信号的频率几乎32倍的信号操作。与相位选择单元11相比，单元13触发器和逻辑门的低电流消耗对预定标器电路上的消耗仅有轻微的影响。
在另一个实施例中，未在图中示出，控制单元可以包括一个计数器和一个非易失只读存储器(ROM)。
ROM包含特定数量的存储器单元，该存储单元存储有一个在给定时间表示每个控制信号的状态的3比特二进制字。在第二所选模式中，所有的存储器单元可以被计数器连续并循环地访问。因此计数器在每个时钟脉冲上从前一个存储单元地址移动到下一个地址。时钟信号由分频器链的最后一个二分频器的输出信号Fdiv产生。因为这样，一些控制信号在从前一个存储单元移动到下一个存储单元时，在每个时钟脉冲上改变状态。在第一所选模式中，在每个时钟脉冲上仅选择一个存储单元。
作为本领域技术人员背景知识的一部分，在此不再详细地描述具有ROM的控制单元。
接下来将参考附图4来解释在与控制信号相关的相位选择器单元中切换相移信号。该图包括信号图形，特别是在选择器单元中的信号的曲线图。现在示出在每个分频期，选择器单元中发生的四个相位提前切换操作p1到p4。
在曲线图中，信号Fs，F21，F21b，F2Q和F2Qb示为近似正弦曲线。由于主从式第一分频器以高频率操作，因此使用正弦信号而不使用实际上为方形脉冲波是有益处的。这样避免了如果信号是方形脉冲，那么频谱太宽，同时也降低了第一分频器的消耗。
高频信号Fs的频率大约为434MHz。在第一二分频器后，所有相移信号F21，F21b，F2Q和F2Qb的频率均是被二分频信号Fs的频率。相对于信号F21，信号F2Qb相位超前90°，信号F21b相位超前180°，信号F2Q相位超前270°。因此信号F21，F21b，F2Q和F2Qb彼此之间相移为信号Fs的半个周期T0。
当信号S2为1而信号S0和S1是从0到1时，选择器单元在信号F21和F2Qb之间实现第一相位切换操作p1。因此表示所选中的一个相移信号的输出信号F2，由于相位切换的原因，而在每个分频期的末端具有缩短了半个周期T0的脉冲。因此具有这个短的脉冲的信号F2的周期是3T0，反之在选择前它是4T0。
当信号S1为1而信号S0和S1是从1到0时，在选择器单元中实现信号F2Qb和F21b之间的第二相位切换p2操作。再一次，输出信号F2由于相位切换而在分频周期末端具有缩短了信号Fs的半个周期的脉冲。
当信号S2为0，而信号S0是从0到1，信号S1是从1到0时，那么选择单元实现信号F21b和F2Q之间的第三相位切换操作p3。再一次，输出信号F2由于相位切换而在分频周期末端具有缩短了信号Fs半期的脉冲。
最后，当信号S1是0，信号S0从1到0而信号S2是从0到1时，那么选择器单元实现信号F2Q和F21之间的第四相位切换操作p4。再一次，输出信号F2由于相位切换而在分频器周期末端具有缩短了信号Fs的半个周期的脉冲。
因此很清楚的看到通过在每个分频周期中使信号F2的脉冲减少信Fs的半个周期T0，预定标器电路对信号Fs的频率进行63.5分频。由于在具有相位超前的切换时，电压脉冲相对短，因此相比较于传统的具有相位延迟的切换而言，电流不可避免的有轻微的提升。
现在参考图5a和5b，其中的曲线图显示了在选择器单元中具有相位超前的切换优于相位延迟切换的优点。
图5a，已经被描述过，显示的是当在第一信号F41和与第一信号相比相位延迟90°的第二信号F4Q之间切换时，相位选择器单元输出信号F4的波形。提供输出信号F4的双模预定标器电路是在Mrs.Jan Craninckx和Michiel S.J.Steyaert的文章中所描述的先有技术。
如果高频信号的频率太低，用于相位切换目的的控制信号C0的从0到1转变的斜度就非常高。如果信号C0的转变的斜度11相对地陡峭，那么在信号F41和F4Q之间执行相位切换操作pr时，在输出信号F4中会发生大的电压降落。为了使电压降落最小化，因此需要改变电路以便控制信号C0的转变斜度不会很陡。因此，如果控制信号C0有一个0到1的转变斜度12，那么电压降落将充分的小而对所选的分频因数没有影响。
很显然，很难使作为高频信号的频率函数的预定标器电路适应以便在相位延迟切换操作期间防止输出信号F4中的电压降落。因此高频信号的频率不能比特定的阈值更低。
图5b显示的是在第一信号F21和与第一信号相比相位超前90°的第二信号F2Qb之间进行切换时，根据本发明的相位选择器单元的输出信号F2的波形。相比较于图5a，在第一信号F21和与第一信号相比相位超前90°的第二信号F2Qb之间进行相位切换操作pa期间没有电压降落。控制信号S0的转变斜度相对更陡11或不很陡峭12都不对相位选择器单元的输出信号F2产生影响。因此根据本发明使用相位超前来执行的相位切换，阻止了在输出信号F2中不当的电压降落。因此，本发明的预定标器电路能够对具有从接近0值到根据电路制作工艺而确定的最大值的频率的信号进行分频。对高频信号的最大频率的限制可以超过2GHz。
基于先前的描述而不脱离权利要求书所限定的发明的范围，本领域的技术熟练人员可以得出预定标器电路的多种变化形式。例如，相位选择器单元可以包括一个具有四个输入的多路复用器用以接收四个相位改变的信号，而不是两个支路的两个放大器和一个选择器单元。该多路复用器必须能够选择四个信号中的一个，同时将其提供给该单元的输出端。这样的话，对于多路复用器来说，只要来自控制单元的两个控制信号就足以能够从四个相移信号中选择一个。
权利要求
1.双模预定标器电路，其特别用于频率合成器(1)，所述电路包括-串联连接的多个异步二分频器(10，12)，该分频器(10)中的一个是主从式，用以接收两个相位相反输入信号(Fs，Fsb)，提供四个彼此相对相移90°的信号(F2l，F2lb，F2Q，F2Qb)，-相位选择器单元(11)插在两个二分频器(10，12)之间，用以接收来自主从式第一分频器的所述四个相移信号并将该四个相移信号中所选定的一个信号提供给第二分频器，向所述选择器单元提供控制信号(S0，S1，S2)以便所述选择器单元在将根据所选择分频模式所确定的分频周期中，将四个相移信号中所选中的一个信号(F2)提供到它的输出端，以及-控制单元(13)用来提供控制信号给选择器单元，所述控制单元接收两个二分频器之一的一个输出信号(Fdiv)以用于控制单元中计时操作并接收用来选择模式的一个信号，该电路的特征在于，在两个模式中所选定的一个模式里，控制单元(13)适合于提供控制信号(S0，S1，S2)给选择器单元以便其能在每一分频期间引起每个支路所选的两个相移信号之间的相位切换，第二相移信号与第一相移信号相比相位超前90°。
2.根据权利要求1的预定标器电路，特征在于所述选择器单元包括第一选择器支路(21)用以接收两个第一相移信号(F2l，F2lb)，第二选择器支路(22)用以接收两个第二相移信号(F2Q，F2Qb)，以及连接到每个支路的选择元件(23)，控制信号(S0，S1，S2)提供给第一和第二分支以及选择元件。
3.根据权利要求2的预定标器电路，特征在于每个支路包括一个差分放大器(21，22)用以放大所接收到的相移信号，每个放大器由相应控制信号(S1，S2)中的一个控制以便将两个相移信号中的一个提供到差分放大器的输出端。
4.根据权利要求1的预定标器电路，特征在于相位选择器单元在第一和第二二分频器之间并且从主从式第一二分频器(10)接收四个信号。
5.根据以上任一个权利要求的预定标器电路，特征在于它包括六个异步二分频器(10，12)以便在第一模式中按照等于64的因数获得分频，其中控制信号(S0，S1，S2)在每一特定的分频周期不改变状态因此在选择器单元中仅选择四个相移信号中的一个信号，以及在第二模式中按照等于63.5的因数二获得分频，其中，在每个特定的分频周期，某一控制信号改变状态以便引起第一相移信号和与第一相移信号相比相位超前90°的第二相移信号之间相位切换从而在每一分频周期的末端，选择器单元在输出端提供四个相移信号中不同的一个。
6.根据权利要求1的预定标器电路，特征在于控制单元包括通过最后一个二分频器的输出信号(Fdiv)来同步计时的两个D类型触发器(31，34)以及用来给选择器单元提供控制信号的逻辑门(32，33，35)装置。
7. 根据权利要求6的预定标器电路，特征在于第一反相器(32)被安置在第一触发器(31)的输入端和一个非反相输出端之间，第一触发器的输出信号提供选择元件(23)的控制信号(S0)，其中一个XOR逻辑门(33)在它的输入端接收第一触发器的输出信号和第二触发器(34)的非反相输出信号，以便提供对应于第一支路(21)的控制信号(S1)的第二触发器的输入信号，以及其中一个第二反相器(35)连接到第二触发器的非反相输出，以便提供第二支路(22)的控制信号(S2)。
8.根据权利要求1的预定标器电路，特征在于控制单元包括一个如只读存储器之类的非易失存储器，用来在特定单元上存储多个二进制字，每个二进制字用以表示每个特定分频周期控制信号的状态，以及一个由最后一个二分频器的输出信号计时的计数器，用于在第二所选模式中每个计数器转换时发送一个连续的存储器单元或在第一所选模式中保持特定的存储器单元。
9.根据权利要求2，3和5中的任一的预定标器电路，特征在于第一支路接收两个相位相反相移信号(F2l，F2lb)，第二支路接收另外的两个相位相反的相移信号(F2Q，F2Qb)，以及当在选择器单元的选择元件中的第一和第二所选相移信号之间相位切换时，在选择元件中先于相位切换的周期进行各自支路中的一个的第二相移信号的控制信号的选择。
全文摘要
本发明涉及一种用于频率合成器的双模分频器计数器电路，其包括几个串联连接的1∶2异步分频器，一个插入在两个1∶2分频器(10，12)之间的相位选择器块(11)和用以根据所选模式提供控制信号(S0，S1，S2)给选择器块的一个控制块(13)。所述选择器块从第一主从式分频器接收四个彼此相相比相移90°的信号同时从四个相移信号中提供一个选中的信号。控制信号(S0，S1，S2)提供给选择器块用来在特定的分频周期中从四个相移信号中选择一个信号(F2)。基于在所选模式中由控制块(13)提供的控制信号，选择器块在每个分频周期中，操作由每个支路所选的两个相移信号间的相位切换。所选的第二相移信号与第一相移信号相比相位超前90°。
文档编号H03L7/081GK1565081SQ02819645
公开日2005年1月12日 申请日期2002年9月27日 优先权日2001年10月5日
发明者A·卡萨格兰德 申请人:阿苏拉布股份有限公司