专利名称：使用doherty放大器的信号放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种信号放大器，尤其是涉及一种采用适合于在移动通信终端中使用的Doherty(多尔蒂)放大器的信号放大器。
背景技术：
如在本领域众所周知的，Doherty放大器是一种能够实施输入和输出阻抗匹配处理的高效率放大器。该Doherty放大器通常使用二个放大器，一个载波放大器和一个峰值放大器，并且取决于一个输入信号的功率电平和从该峰值放大器提供给该负载线路的电流量，控制该载波放大器的负载线路阻抗。为了在宽的输入信号带宽之上获得上述的高效率性能，该Doherty放大器采用一种方法，这里该载波放大器和该峰值放大器通过一个四分之一波长传输线(λ/4线)被相互并联连接。
早些时候，该Doherty放大器被作为一个利用高功率低频/中频(LF/MF)真空管的广播设备的调幅(AM)发射机使用。因而，已经提出不同的建议去适用该Doherty放大器到一个固态高功率发射机。
在图1中，提供了一种使用常规的Doherty放大器的信号放大器。
如图1所示，该信号放大器包括一个分解器10，一个传输线路15，一个Doherty放大器20，第一负载线30和第二负载线40。该Doherty放大器20具有一个载波放大器23和一个峰值放大器24。此外，该载波放大器23包括一个输入匹配电路21和一个晶体管22；并且该峰值放大器24同样包括一个输入匹配电路21’和一个晶体管22’。
在该常规的Doherty放大器中，一个输入信号被在该分解器10分成二个信号并且输入进该Doherty放大器20中。二个信号的一个被馈送给该载波放大器23，并且另一个信号被具有特性阻抗Za的该传输线路15延迟，然后馈送给该峰值放大器24。该信号的延迟可以被调节，使得该峰值放大器24的输入滞后该载波放大器23的输入90度。
该载波放大器23和该峰值放大器24的晶体管22和22’被分别馈给以一个与该输入信号的功率电平无关的预先确定的基极偏置电压。该峰值放大器24按照该输入信号的功率电平提供电流给该第二负载线40。当提供给该第二负载线40的电流量改变之时，放置在该载波放大器23的一个输出端上的该第一负载线30的阻抗被调节，以便控制该Doherty放大器20的功效。二个具有特性阻抗Zm和Zb的四分之一波长传输线可以被分别用于放置在该载波放大器23和峰值放大器24的输出端上的第一和第二负载线30和40。
然后，分别从第一负载线30和峰值放大器24传送的信号被在合成电路公共端节点50合成，并且经由该第二负载线40输出。
但是，因为前述的Doherty放大器应该使用一个附加的四分之一波长传输线去转换输出阻抗为与50Ω相配，其中50Ω是对于一个输出阻抗传统的设置，其实质上的电路尺寸势必是很大的。由于这个缘故，在移动式通信终端中使用常规的Doherty放大器存在局限性，这里包括该放大器的电路尺寸是决定性的。
以及，因为一个与该输入信号的功率电平无关的恒定的偏压被馈送给该载波放大器和该峰值放大器两者，该常规的Doherty放大器不适合于在移动式通信终端中应用，这里一个输入信号频率在宽范围中改变。
发明内容
因此，本发明的一个主要目的是提供一个信号放大器，用于通过提供给Doherty放大器一个按照输入信号的功率电平改变的偏压信号，获得高的线性和高效率，并且通过控制设置在该Doherty放大器的一个输出端上的Doherty输出网络的特性阻抗，用于获得该信号放大器的最小化。
按照本发明的优选实施例，提供了一种使用Doherty放大器的信号放大器，该信号放大器包括一个分解器，用于分解一个输入信号为被分别地经由第一和第二传输路径传送的二个信号；第一和第二偏压控制网络，用于通过改变它的工作方式产生对应于该输入信号的功率电平的偏压信号；其中低于一个预先确定的阈值电平的该输入信号的功率电平与低的输入功率驱动模式有关，并且高于该预先确定的阈值电平的该输入信号的功率电平与高的输入功率驱动模式有关；一个包括载波放大器和峰值放大器的Doherty放大器，该载波放大器用于放大经由第一传输路径传送的信号，该峰值放大器用于放大经由第二传输路径传送的信号；和一个Doherty输出网络，用于匹配和输出在该载波放大器和该峰值放大器放大的信号。
从下面结合伴随的附图给出的优选实施例的描述中，本发明的上述及其他的目的和特点将变得显而易见，其中图1是一个示出使用常规的Doherty放大器的信号放大器的电路图；图2描述一个示出使用按照本发明的优选实施例的Doherty放大器的信号放大器的电路图；和图3提供一个示出使用按照本发明优选实施例的Doherty放大器的信号放大器功效的曲线图。
优选实施例现在参考伴随的附图将详细描述本发明的优选实施例。
图2举例说明一个示出使用按照本发明的优选实施例的Doherty放大器的信号放大器的电路图。如图2所示，该信号放大器包括一个分解器100，一个衰减器110，一个第一传输线路120，一个Doherty放大器200，第一和第二偏压控制网络300和310以及一个Doherty输出网络400。该Doherty放大器200包括一个载波放大器210和一个峰值放大器220。该载波放大器210具有一个输入匹配电路211，一个驱动级晶体管212，一个中间级匹配电路213，一个输出晶体管214，以及一个输出匹配网络215。同样地，该峰值放大器220具有一个输入匹配电路221，一个驱动级晶体管222，一个中间级匹配电路223，一个输出晶体管224，以及一个输出匹配网络225。虽然构成该Doherty放大器200的该载波放大器210和该峰值放大器220被分别在图2中作为具有二个晶体管的两级结构描述，一个本领域技术人员应该理解，其可以被以单级或者两级以上的结构配置。
同时，该分解器100可以通过使用一个Wilkinson分割器或者其他的无源元件来实现，以分解一个输入信号为二个被分别地经由二个传输路径即第一传输路径和第二传输路径传送的信号，其中该衰减器110和该载波放大器210位于在第一传输路径，并且第一传输线路120和该峰值放大器220位于在第二传输路径上。
此外，该衰减器110可以通过使用无源元件诸如电阻，或者有源元件诸如可变增益放大器(VGA)来实现，该衰减器110被设置在第一传输路径上、在该载波放大器210之前。该衰减器110衰减从该分解器100传送的信号，并且馈送它到该载波放大器210，从而补偿在第一和第二传输路径之间的增益差别。虽然在这个实施例中，该衰减器110被放置在第一传输路径上的该载波放大器210的输入端上，做为选择，其可以被放置在第二传输路径上的该峰值放大器220的输入端上。
该第一传输线路120位于在该分解器100和该峰值放大器220之间，用于补偿在该第一和第二传输路径上传送的信号之间的时间延迟和相位延迟，其中该第一传输线路120是一个具有特性阻抗Rip和相位θip的补偿传输线路，其可以被适当地改变以补偿时间和相位差。此外，该第一传输线路120可以通过使用集总的元件实现。
另一方面，该第一偏压控制网络300具有一个Vcontc引脚和一个Vrefc引脚，该Vcontc引脚用于接收一个随着该输入信号的功率电平而变化的控制电压，并且该Vrefc引脚用于提供给该载波放大器210一个随着在Vcontc引脚上接收的控制电压而变化的基极偏置电压。此外，该第二偏压控制网络310具有一个Vcontp引脚和一个Vrefp引脚，该Vcontp引脚用于接收一个其电平等于馈送给Vcontc引脚的控制电压电平的控制电压，并且该Vrefp引脚用于提供给该峰值放大器220一个随着馈送给Vcontp引脚的电压而变化的基极偏置电压。即，第一和第二偏压控制网络300和310的每个按照提供给该Vconc和Vconp引脚的控制电压在低和高输入功率驱动模式之间改变其工作方式，按照每个工作方式产生不同的基极偏置电压，并且分别经由Vrefc和Vrefp引脚馈送该基极偏置电压给该载波放大器210和该峰值放大器220。
馈送给该Vcontc和Vcontp引脚的该控制电压随着该输入信号的功率电平而变化。例如，如果该输入信号具有小于或者等于预定门限值的功率电平，一个诸如2-3V的高电压被馈送给第一和第二偏压控制网络300和310。相反地，如果该输入信号具有高于预定门限值的功率电平，一个诸如0V的低电压的被馈送给第一和第二偏压控制网络300和310。
当一个高电压被馈送给该Vcontc引脚的时候，该第一偏压网络300的工作方式被设置为低功率驱动模式，因此，减少了经由该Vrefc引脚提供给该载波放大器210的偏压。因而，该晶体管212和214的集电极空载电流也被降低。同样地，当一个高电压被施加于Vcontp引脚的时候，该第二偏压网络310的工作方式被转变为低功率驱动模式。尔后，该晶体管222和224由经由Vrefp引脚提供的偏压偏压，并且其使该峰值放大器220关闭。
另一方面，当一个0V低电压被施加于Vcontc和Vcontp引脚的时候，该第一和第二偏压控制网络300和310分别改变其工作方式为高功率驱动模式，并且经由Vrefc和Vrefp引脚提供给该载波放大器210和峰值放大器220两者基极偏置电压，从而偏压该晶体管212、214、222和224。以这种方法，该载波放大器210和该峰值放大器220分别起AB类放大器的作用。即，当该输入信号功率电平低于一个预定门限值电压(在低功率驱动模式的情况下)的时候，仅该载波放大器210起一个常规的Doherty放大器的作用，必然伴有高效率。此外，当该输入信号功率电平大于该预定门限值电压(在高功率驱动模式的情况下)的时候，该载波放大器210和峰值放大器220两者起AB类放大器的作用，同时获得高效率和高线性。
如图2所示，存在几个匹配电路，即，在该Doherty放大器200中的该输入匹配电路211和221，该中间级匹配电路213和和223，以及该该输出匹配电路215和225。该输入匹配电路211和221分别实施晶体管212和222的输入信号的匹配，以及该中间级匹配电路213和223分别实施晶体管212和222的输出信号的匹配。该输出匹配电路215和225分别实施该晶体管214和224的输出信号的匹配。
该Doherty放大器200的载波放大器210放大在衰减器110衰减的信号，并且输出该放大的信号给该Doherty输出网络400。此外，该峰值放大器220放大在第一传输线路120上补偿的信号，以及输出该放大的信号给该Doherty输出网络400。
包括多个具有任意长度传输线路的该Doherty输出网络400合成在载波放大器210和峰值放大器220放大的信号。尤其是，该Doherty输出网络400包括一个具有特性阻抗Roc和相位θc的第二传输线路410，其被设置在该载波放大器210的一个输出端上，一个具有特性阻抗Rop和相位θp的第三传输线路420，其被设置在该峰值放大器220的一个输出端上，以及一个具有特性阻抗Roc和相位90°的第四传输线路430，其被连接在第二传输线路410和第三传输线路420之间。在此处，为了实施Doherty操作，该载波放大器210的输出应该与该第二传输线路410的特性阻抗Roc相配，并且该峰值放大器220的输出也应该与该第三传输线路420的特性阻抗Rop相配。这些传输线路410、420和430可以通过使用集总的元件实现。
在高功率驱动模式期间，具有上述结构的本发明的信号放大器能够降低最佳负载阻抗，因为该载波放大器210和该峰值放大器220被同时作为AB类放大器。为了在该放大器210和220的输出端调节该降低的最佳负载阻抗为50Ω，第二和第三传输线路410和420的特性阻抗可以通过使用以下等式调节Rop＝50·(1+α) 等式(1)Roc=50·1+αα]]>等式(2)这里α是该峰值放大器220对该载波放大器210的尺寸比。因此，该Doherty输出网络400可以防止该信号放大器的输出信号泄漏，并且无需使用一个附加的四分之一波长线可在该Doherty输出网络400的输出端上获得一个期望的负载阻抗。此外，该第二和第三传输线路410和420的相位θc和θp是通过匹配该负载阻抗的电阻性的电抗性的值确定的，从而获得最高的输出功率。一种用于确定相位θc和θp的方法已经由Y.Yang，J.Yi，Y.Y.Woo和B.Kim在Microwave Amplifier(微波期刊)(2001年12月，第20-36页中)发表的“Optimum Design for Linearity and Efficiency of aMicrowave Doherty Amplifier using a New Load Matching Technicqie”(“使用新的负载匹配方法用于微波Doherty放大器的线性和功效的最佳设计”)提出。
图3示出用于按照本发明的信号放大器的功率增加效率(PAE，％)对输出功率电平(dBm)的曲线图。在低功率区域中，由于该载波放大器210起常规的Doherty放大器的作用，并且当该输入信号低于预定阈值电压的时候，该峰值放大器220被夹断，按照本发明的该信号放大器的效率图示出与常规的Doherty放大器相同的曲线图。此外，当该输入信号高于预定的阈值电压的时候，该载波放大器210和峰值放大器220起AB类放大器的作用，使得本发明的信号放大器具有与在高功率区域中的AB类放大器一样的高效率。因此，示出按照本发明的信号放大器的PAE的曲线图在接近预定的输入功率电平处交迭，并且在低的输入功率电平上获得高效率，以及同时在高的输入功率电平上获得高效率和线性。这些特性对于一个在CDMA通信系统中的信号放大器是必不可少的，因为CDMA通信系统需要宽范围的低功率信号传输。此外，通过操纵第二和第三传输线路410和420的特性阻抗，一个在常规的Doherty放大器中用于调节阻抗为50Ω所需要的附加的四分之一波长线可以被除去，从而可以获得该信号放大器电路的最小化。
虽然相对于优选实施例已经示出和描述了本发明，本领域技术人员将明白，无需脱离本发明在下面的权利要求中所限定的精神和范围可以进行各种各样的变化和修改。
权利要求
1.一种信号放大器，包括分解器，用于将一个输入信号分解成分别经由第一和第二传输路径传送的二个信号；第一和第二偏压控制网络，用于通过改变其工作方式产生对应于该输入信号的功率电平的基极偏压信号；其中低于一个预先确定的阈值电平的该输入信号的功率电平与低的输入功率驱动模式有关，并且高于该预先确定的阈值电平的该输入信号的功率电平与该控制网的高的输入功率驱动模式有关；包括载波放大器和峰值放大器的Doherty放大器，该载波放大器用于放大经由第一传输路径传送的信号，该峰值放大器用于放大经由第二传输路径传送的信号；和Doherty输出网络，用于匹配和输出在该载波放大器和该峰值放大器上放大的该信号。
2.根据权利要求1的信号放大器，其中按照从第一偏压控制网络传送的偏压信号，该载波放大器在低的输入功率驱动模式期间降低空载电流，并且在高的输入功率驱动模式期间起一个AB类放大器的作用；和按照从第二偏压控制网络传送的偏压信号，该峰值放大器在低的输入功率驱动模式期间被关闭，并且在高的输入功率驱动模式期间起一个AB类放大器的作用。
3.根据权利要求1的信号放大器，其中该第一偏压控制网络包括一个Vcontc引脚和一个Vrefc引脚，该Vcontc引脚取决于该输入信号的功率电平接收不同的控制电压，并且该Vrefc引脚按照馈送给该Vcontc引脚的控制电压用于传送不同的基极偏压信号给该载波放大器；和该第二偏压控制网络包括一个Vcontp引脚和一个Vrefp引脚，该Vcontp引脚取决于该输入信号的功率电平用于接收不同的控制电压，并且该Vrefp引脚按照馈送给该Vcontp引脚的控制电压用于传送不同的基极偏压信号给该峰值放大器。
4.根据权利要求3的信号放大器，其中馈送给该Vcontc引脚的该控制电压等于该Vcontp引脚的控制电压。
5.根据权利要求4的信号放大器，其中在低的输入功率驱动模式期间，该Vcontc引脚和该Vcontp引脚被馈送大约2-3V电压，并且在高的输入功率驱动模式期间被馈送大约0V电压。
6.根据权利要求1的信号放大器，进一步包括一个衰减器，其位于该载波放大器和该峰值放大器的一个输入端，用于补偿在高的输入功率驱动模式期间在第一和第二传输路径之间的增益差别。
7.根据权利要求6的信号放大器，其中该衰减器是通过使用无源元件或者可变增益放大器(VGA)实现的。
8.根据权利要求1的信号放大器，进一步包括第一传输线路，用于补偿在第一和第二传输路径之间的相位差和延迟。
9.根据权利要求8的信号放大器，其中该第一传输线路是通过使用集总的元件实现的。
10.根据权利要求1的信号放大器，其中该Doherty输出网络包括具有特性阻抗Roc和相位θc的第二传输线路，其被设置在该载波放大器的一个输出端上；具有特性阻抗Rop和相位θp的第三传输线路，其被设置在该峰值放大器的一个输出端上；和具有特性阻抗Roc和相位90°的第四传输线路，其被与第二传输线路耦合。
11.根据权利要求10的信号放大器，其中该第二、第三和第四传输线路是通过使用集总的元件实现的。
12.根据权利要求10的信号放大器，其中该特性阻抗Rop被按照公式Rop＝50·(1+α)调节，这里α是该峰值放大器对该载波放大器的尺寸比。
13.根据权利要求10的信号放大器，其中该特性阻抗Roc被按照公式Roc=50·1+αα]]>调节，这里α是该峰值放大器对该载波放大器的尺寸比。
全文摘要
一种信号放大器，包括一个分解器，用于分解一个输入信号为第一和第二信号；第一和第二偏压控制网络，用于按照该输入信号的功率电平产生一个供Doherty放大器的基极偏压信号；一个载波放大器，用于放大该第一输入信号；一个峰值放大器，用于放大该第二输入信号，以及一个Doherty输出网络，用于合成该放大的信号。通过在该Doherty输出网络中简单的特性阻抗变换，获得包括该信号放大器的最小化的电路。此外，通过按照该输入信号的功率电平控制该Doherty放大器，该信号放大器的高效率和高线性两者都被实现。
文档编号H03F3/60GK1501578SQ0315220
公开日2004年6月2日 申请日期2003年7月30日 优先权日2002年11月18日
发明者金汎晚, 梁泳亀, 金 晚 申请人:学校法人浦项工科大学校