专利名称：数字通信方法和数字通信装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及数字无线系统等中使用的数字通信方法和装置。
背景技术：
数字调制方式是将数字化后的信息转换成基带以外的频率后发送，是数字无线系统中不可缺的技术。移动通信中使用的数字调制方式，包括使载波相位对应数字信息的PSK(相移键控)方式、使频率对应数字信息的FSK(频移键控)方式、以及属于FSK方式的一种但没有载波振幅变动的GMSK(高斯最小频移键控)方式。
作为数字调制方式所希望性能，包括以下三个要素相对Eb/No的误码率要优良、无线频率的占用频带要窄、以及调制波的振幅波动要小。
这里的Eb是每比特信息的信号功率，No是通信路径的单向噪声功率密度。首先，第一点的相对Eb/No的误码率越优良，以相同的发送功率就可以进行更高可靠性的通信。其次，第二点的无线频率的占用频带越窄，在相同的频带下就可以容纳更多的用户。以上两点在所有无线通信系统中，一般可以说是如此。
再者，在移动通信系统中，第三点的调制波的振幅变动小特别重要。数字移动通信，特别是移动终端使用的功率放大器，其输入输出特性具有非线性特性。数字调制无线电波中若有振幅波动时，具有非线性特性的功率放大器的输出信号失真，在输入信号所在的频带以外也产生频谱。即，噪声特性大幅度劣化。为了确保系统所需的噪声特性，不得不扩大信道的频率间隔，从而导致用户容量的降低。而且，因为在功率放大器的输入输出特性为非线性时输出波形失真，因此接收侧产生码间干扰，误码率劣化。另一方面，若仅利用功率放大器的输入输出特性接近线性的部分，功率放大器的消耗功率大幅度增加，移动终端一次充电可以使用的时间，例如连续待机时间大幅度缩短。
因此，在移动通信系统中，当初为了避免功率放大器非线性特性的影响，主要使用数字调制无线电波为定包络的FSK或GMSK。但是，FSK或GMSK相对Eb/No的误码率特性比BPSK或QPSK差，并且由于占有无线频带宽，频率的利用效率低。因此，虽然对BPSK或QPSK的利用一直在进行研究，但无线电波的振幅波动大的问题依然存在。
另外，还存在这样的问题，即QPSK以外的多值PSK，随着使用的相位数的增加，误码率特性急剧劣化，而且，使用的相位数不是做成2的乘幂的情况下，从二维数字信息向调制相位映射时产生浪费，因此信号功率的利用率进一步降低。因此，QPSK以外的多值PSK，基本上未被提供实用。
但在最近的无线通信系统中，纠错码的使用是不可缺的。例如，在日·美的数字便携电话系统中，使用卷积码。卷积码，是通过进行维特比(Viterbi)译码得到优良的纠错效果。卷积码或维特比(Viterbi)译码方法包括例如文献1“Error Control and Coding”(S.Lin et al.McGrowHill)；文献2“编码理论”，今井秀树著，电子信息通信学会编，corona公司。
卷积码，一般情况下，在改变编码率和约束长度时，纠错能力会发生变化。通常编码率使用1/2的码。想要发送的信息为n kbit时，若利用编码率为1/2的卷积码进行编码，代码字为2n kbit。编码率越降低，则发送相同信息所需的无线频带越宽。另一方面，卷积码的约束长度越长，纠错能力越高。但是，维特比(Viterbi)译码器的电路规模与约束长度的增加成指数函数的关系增大。即，约束长度每增加1，电路规模增大为2倍。因此，考虑到现实的电路规模，在便携电话系统中使用约束长度为7的码。
这样，在现代通信系统中，纠错方式的利用是不可缺的，因此，对于组合了数字调制方式和纠错方式的调制解调系统，评价其期望频带宽度和相对Eb/No的误码率是实用的。此时，纠错方式，只要允许译码电路规模的增加，就可以改善误码率特性，因此必须以同等的译码电路规模来评价调制解调系统。
但是，移动通信中广泛使用的卷积码的维数，一般为2，即为2维信号。这是因为数字信息一般为0或1的2个值。但是，卷积码的维数并不特别限定为2，只要是可定义满足域(field)的条件的运算的值即可。由2维信号构成的卷积码，是指以2作为模的伽罗瓦域上所构成的码，记述为GF(2)上的码。同样，由p维信号构成的卷积码被记述为GF(p)上的码。但是，卷积编码器的输入信号和输出信号的维数，一般是一致的，输入和输出的域不同的卷积码迄今为止几乎没有研究过。近年来，有人提出作为奇异卷积码，利用以2值信号为输入、3值信号为输出的卷积码的磁记录系统(例如参照文献3特开平8-180607号公报；文献4特开平8-79320号公报。)。
这是考虑到在不牺牲记录密度的前提下，来增加纠错能力的方案，其特征是使卷积编码器输出的3值与3值磁化状态对应来进行记录。在该状态下记录时，如果磁饱和电平相同，则与利用2值磁化状态进行记录相比，输出SN劣化6dB。因此，存在这样的问题，抵消了利用实用的译码电路规模得到的卷积码编码增益的效果。因此，即使使用了上述文献3没有记载的最佳的代码结构，与使用了通常的卷积码和QPSK的现有方法相比，尽管期望频带宽度相同，也只能得到相对Eb/No的误码率特性恶化4dB以上的性能。这样，到目前为止，充分发挥二维输入三维输出卷积码的特征的应用领域，几乎还未被发现。
而且，在卷积码中，即使是相同的存储长度，由于其连接方法的不同，纠错能力也大不相同。在上述文献中，仅记载了使误码率为最小的结构，而没有表示出其具体的连接方法。
图4所示为利用现有编码率为1/2、约束长度为7的卷积码和QPSK的数字通信装置一个例子的概略结构图。
在发射机301中，在端子30例如以100b/s的信息传输速度输入数字信息“0”、“1”。该信号被导入卷积编码器31，并且每输入1比特数字信息就向QPSK调制器32输出2比特的信息。信号发生器33向QPSK调制器32供给相位每个相差π/2的4个正弦波，并且根据卷积编码器31输入的2比特信息，从信号发生器33供给的信号当中选择一个。
从卷积编码器31输入的信号如果为“00”，则选择sin2πf1t，如果为“10”，则选择sin(2πf1t+π/2)，如果为“11”，则选择sin(2πf1t+π)，如果为“01”，则选择sin(2πf1t+3π/2)。QPSK调制器32选择出的信号，被导入中心频率为f1Hz的带通滤波器34中，为了与接收侧的带通滤波器44一起抑制码间干扰，以满足奈奎斯特第一基准的截止特性进行频带限制。中心频率f1Hz，例如被设定为150kHz上。带通滤波器34的输出，由倍增器35转换成期望的无线频带的信号，例如1.5GHz频带，然后通过功率放大器36从天线37发射。
在接收机302中，由天线41接收到的信号，在放大器42中放大后，由频率转换器43将其从1.5GHz波段的信号还原成150kHz波段的信号。通过带通滤波器44，将该信号引入QPSK解调器45和载波再生器46。QPSK解调器45的输出信号也输入到载波再生器46中，再生sin(2πf1t+π/4)和sin(2πf1t+3π/4)后输出到QPSK解调器45中。QPSK解调器45利用每个对输入信号进行同步检波。两个同步检波输出，被引入后级的维特比(Viterbi)译码器48。维特比(Viterbi)译码器48译码后的信息比特被输出到端子49。
图5所示为天线37发送的信号波形和频谱的概略图。从卷积编码器31输入到QPSK调制器32的信号为“00”、“11”、“00”时，信号波形为图5(a)所示的第一信号波形501，在发送符号符号的变化点上，如第一包络线502所示有很大的振幅塌陷。功率放大器36的输入输出特性为线性时，天线37发送的信号波形，保持第一信号波形501和第一包络线502的形状来发送。其频谱是主瓣频谱511占支配性地位的窄频带频谱。因此，在移动通信系统中，可以以该频带间隔设定通话信道。
但是，功率放大器36的输入输出特性为非线性时，天线37发送的输出信号的振幅如图5(b)的第二包络线504所示，在发送符号的变化点以外几乎是平坦的。信号波形本身也如第二信号波形503所示，与原始信号波形相比产生很大的失真。该信号的频谱如图5(d)所示，在主瓣频率512之外，还产生很多旁瓣频谱5131、5132、5133、5134，...。
在移动通信系统中，会产生该旁瓣频谱干扰其它信道的问题。或者会产生这样的问题，即为了避免其它信道的干扰而空出通话信道间隔时，可同时通话的用户数量会减少。
为了减小功率放大器非线性特性的负面影响，可以尽量地减小振幅波动。因此，以抑制QPSK的振幅波动为目的，开发出位移π/4的QPSK并用于便携电话系统。但是，即使利用位移π/4的QPSK，符号迁移时瞬时振幅仍陷落至载波振幅的38％，因此功率放大器具有非线性特性时，旁瓣频谱干扰其它信道的问题仍然没有解决。
近年来，关于不受功率放大器非线性特性影响的定包络调制方法，新近提出了这样的方案组合了8相相位调制和编码调制的格子编码8相PSK(例如，参照文献5Ungerboeck G.，“Channel coding with phase signals”，IEEE Trans.Inf.Theory，IT-23，1，pp.55-67，Jan.1982)和将该方法改良成定包络调制的方式(例如，参照文献6富里、铃木“改善了发送放大中的功率效率的包络线控制型数字调制方式-向移动通信用格子编码8PSK的应用”，电子信息通信学会论文集B-II，Vol.J75-B-II No.12 pp.912-928，1992年12月)。
但是，格子编码8相PSK的编码增益，其Eb/No不超过3dB左右。即，考虑到与不采用纠错的QPSK相比虽然要好3dB左右，但采用了纠错的现有QPSK方法的编码增益约为5.5dB，格子编码8相PSK的误码率特性与现有方式相比却大大劣化。这是因为8相PSK单体的误码率特性，原本就很差。用于使该格子编码8相PSK成为定包络的具体电路结构也有报告(例如参照文献4)。这是将作为将2值相位调制做成定包络而众所周知的GMSK方法扩大到8相相位调制，但仅是电路的细部结构不同，本质上是与GMSK相同的方法。即，只不过是具体显示出构成定包络8相相位调制时的电路结构，而没有实现定包络性质和相对Eb/No的优良误码率这两个方面。
如上述说明，在利用现有的QPSK或移位π/4的QPSK的数字通信装置中，存在有调制波的振幅波动大，因此通过非线性放大器时波形发生较大失真，并产生旁瓣频谱的问题。结果会导致噪声特性的劣化和接收信号误码率的增加。而且，在利用作为定包络调制方式的GMSK和纠错时，因为占用频带宽度大，因此存在频率利用效率低的问题。另外还存在格子编码定包络8相相位调制得不到那么良好的相对Eb/No的误码率特性的问题。
本发明就是鉴于上述问题而形成的，其目的是提供一种具有与现有QPSK或π/4相移QPSK和纠错方法并用的数字通信装置相同的误码率和占用无线频带宽度，并且可以大幅度改善其振幅波动的数字通信装置。或者提供一种具有与利用现有纠错码的GMSK相同的定包络特性，并且可以利用更窄的占用频带宽度发送信号的数字通信装置。
发明内容
本发明的数字通信方法，是将二维数字信息信号转换成三维信号后进行编码，根据该编码后的三维信号改变载波的相位，然后发送三相相位调制过的信号，其特征在于，本发明数字通信装置的调制器，具有将二维数字信息信号转换成三维信号的编码单元和根据三维信号改变载波相位的相位调制单元。
另外，本发明的数字通信方法，是对被相位调制过的信号进行相位解调后检测有关三维信号信息，利用通过该相位解调得到的有关三维信号的信息进行译码后得到二维数字信息，其特征在于，本发明数字通信装置的解调器，具有从接收到的相位调制波中检测有关三维信号信息的相位解调单元和利用有关三维信号的信息来决定二维数字信息的译码单元。
在本发明的数字通信装置中，由被输入到编码单元的多个二维数字信息生成三维数字信息并输出。该三维数字信息被引入相位调制单元，用于决定调制波的相位。相位调制单元，输出三相相位调制波。通过通信路径接收到该信号的相位解调单元，将有关三维信号的信息，例如针对3个信号的似然信息提供给译码单元。
译码单元，利用针对3个信号的多个似然信息，来估计原始的多个二维数字信息，将所估计出的二维信息作为译码信号输出。由编码单元输出的三维数字信息相对输入的二维数字信息具有冗余性，因此增加了针对通信线路噪声的错误抵抗能力。而且，编码单元的输出信号是三维数字信息，译码单元输入有关三维信号的似然信息，因此相位调制单元和相位解调单元可以具有三相相位调制解调功能。
三相相位调制波在符号迁移时的振幅波动小，因此即使通过具有非线性特性的功率放大器进行发送，波形失真小并且可以减少不必要的旁瓣频谱。而且，在相位调制单元中输出定包络三相相位调制波的情况下，也可以通过相同的解调单元还原二维数字信息。在做成了定包络的情况下，与非定包络的三相相位调制波相比，占用频带略有增加，但几乎不会发生由于非线性特性功率放大器产生的频率失真，并且，与非定包络的三相相位调制波同样，对通信线路噪声的错误抵抗能力增加。
图1所示为本发明的数字通信装置的概略结构图；图2所示为本发明的编码器的一个实施方式的结构图；图3所示为本发明的三相相位调制器的一个实施方式的结构图；图4所示为利用现有的卷积码和QPSK的数字通信装置的概略结构图；图5所示为用于说明功率放大器的输入输出特性对调制后的无线信号的影响的信号波形图和频谱图；图6是用于说明调制后的无线信号的瞬时振幅的差异的符号迁移图；图7所示为三相相位调制的判定区域；图8所示为相对Eb/No的误码率特性；图9所示为本发明的定包络三相相位调制波的相位迁移图；图10所示为本发明的定包络三相相位调制波的频率变化图；图11所示为本发明的定包络三相相位调制器的概略结构图；图12所示为本发明的二维输入三维输出卷积编码器的概略结构图。
具体实施例方式
以下通过
用来实施本发明的最佳实施方式的数字通信方法和数字通信装置。
以下参照附图详细说明本发明的实施方式。
图1所示为本发明数字通信装置一个实施例的概略结构图。在发射机101中，从端子10输入的二维数字信息依次被输入到编码器11。编码器11，每当输入二维数字信息时，向三相相位调制器12输出三维数字信息。在三相相位调制器12中，由信号发生器13供给相位互不相同的正弦波，根据编码器11输入的三维数字信息，来从信号发生器33供给的信号当中选择一个。
从编码器11输入的信号如果为“0”，则选择sin2πf1t，如果为“1”，则选择sin(2πf1t+2π/3)，如果为“2”，则选择sin(2πf1t+4π/3)。由三相相位调制器12选择出的信号，被引入中心频率为f1Hz的带通滤波器14中，为了与接收侧的带通滤波器15一起抑制码间干扰，以满足奈奎斯特基准的截止特性来进行频带限制。中心频率f1Hz，例如被设定在150kHz。带通滤波器14的输出由倍增器35转换成期望的无线频带信号，例如1.5GHz频带，然后通过功率放大器36从天线37发射。
在接收机102中，由天线41接收到的信号，由放大器42放大后，由频率转换器43将其从1.5GHz频带的信号还原成150kHz频带的信号。通过带通滤波器15将该信号引入三相相位解调器16和载波再生器17。在输入到载波再生器17中，也输入三相相位解调器16的输出信号被，再生sin2πf1t和sin(2πf1t+π/2)后输出到三相相位解调器16中。
载波再生器17，例如可以利用采用了科斯塔思(Costas)环的已知方法简单构成。三相相位解调器16，利用sin2πf1t和sin(2πf1t+π/2)，对由带通滤波器15引入的信号进行解调。由三相相位解调器16，例如，输出针对三个相位的对数似然，并引入译码器18。译码器18，利用对数似然对二维数字信息进行译码，并输出到端子19。这样，就可以进行数字通信。
以下说明本发明的相对Eb/No的误码率。
白高斯噪声通信路径上的BPSK和QPSK的相对Eb/No的误码率，如众所周知，由下式给出ϵ2(α)=12erfc(α/2)=1π∫α/2oe-t2dt---(1)]]>这里的α＝Eb/No。而在本发明的三相相位调制的情况下，误码率通过以下求出。
图7所示为在相位平面上表示的三相相位调制的判定区域。在发送了信号点510时，在斜线区域R中接收到的情况下错误地被解调。该误码率ε由下式给出ϵ=1-∫∫(x,y)∈R12πσ2e-(x-A3)22e-y22dxdy---(2)]]>在此，发送功率为A32/2，噪声功率为σ2。其中，A为载波的振幅。考虑到在三相相位调制中可以用1个符号发送log23比特，以及图7中从信号点510到区域R的最小距离为√3·A3/2，三相相位调制的相对Eb/No的误码率求出为12erfc(1.09α/2)<ϵ3<erfc(1.09α/2)---(3)]]>
到目前为止，相对Eb/No的误码率，在不进行纠错的单体的数字调制方式中，BPSK和QPSK是最优良的。但是，从以上所示的式(2)的严密分析结果可知，Eb/No为4.86dB以上时，本发明中使用的三相相位调制的误码率特性优于QPSK。其改善效果，随着Eb/No的值的增大而增加，根据式(3)，其特性逐渐接近Eb/No优于QPSK 0.7dB的特性。这样，显见，本发明的三相相位调制，即使在单独使用的情况下，相对Eb/No的误码率也是极优良的。
以下说明本发明的振幅波动。依据本发明，与现有的QPSK或相移π/4的QPSK相比，可以大幅度地改善输入到功率放大器36的信号的振幅波动。
图6是为了说明振幅波动的大小，在载波频率的相位平面上所描画出的符号迁移图。图6(a)是QPSK的符号迁移图，每当发送符号时，在4个信号点510、511、512和513之间相互迁移。如从信号点510迁移到信号点513时那样，在相位只差π的信号点之间迁移时，其迁移轨迹55通过原点50。在相位平面上，振幅的瞬时振幅值以从原点到迁移轨迹之间的距离表示。因此，如上所述，在相位只差π的信号点之间迁移时，振幅在符号转移时陷落到0。
图6(b)是π/4相移QPSK的符号迁移图，每当输入符号时，可取的信号点发生变化。即，对于某时刻的符号输入，取得了4个信号点520、521、522和523当中的一个时，对于下一时刻的符号输入，取4个信号点530、531、532和533当中的一个。而且，对于其下一时刻的符号输入，取4个信号点520、521、522和523当中的一个。从原点到迁移轨迹56的距离最小值，与QPSK的场合相比得到改善，但即便如此也不超过从原点到信号点距离的38％。因此，瞬时振幅值的变化依然较大。
而在图6(c)所示的本发明的符号迁移图中，在3个信号点540、541和542之间相互迁移，从原点到迁移轨迹57的距离最小值，大幅度改善为从原点到信号点距离的50％。即，瞬时振幅的最小值，改善为π/4相移QPSK的约1.3倍。结果是，即使功率放大器36具有非线性特性，也可以大幅度地减少不需要的旁瓣频谱的产生。
图2所示为编码器11的更具体实施例的概略结构图。从输入端子10引入的“0”或“1”的二维数字信息，依次输入到移位寄存器211、212、...、21n。移位寄存器211、212、...、21n的各输出信号，被引入以3为模的阶伽罗瓦域上的系数乘法器220、221、222、...、22n，乘以系数后被引入以3为模的加法器23。加法器23输出以“0”、“1”、“2”为维次的三维信号。在相乘系数为0的情况下，可以省略该系数乘法器。另外，移位寄存器211、212、...、21n的输出信号为2值，因此仅能取得三维信号中的二维，但在将该二维视为零维和单位维时，系数乘法器，可以由根据移位寄存器的信号选择系数值或0的选择电路简单构成。
然而，图2所示的编码器，与前述磁记录系统(文献3)中所提出的方案相同，但在该文献3中仅记载了为使译码后的误码率变小来选择连接，而关于具体的连接方法及其特性并不明确。在卷积码的约束长度变长时，对所有的连接组合测定误码率是相当困难的。
在3值磁记录系统中，将0电平误认为其它电平的概率比其它两个电平的误码率高，因此为了确定最佳的连接方法，必须测定译码后的误码率。而在本发明使用的三相相位调制中，3个符号的误码率相等，因此最佳的连接方法可以通过计算机检索具有最小自由距离的连接方法来确定。因此，卷积码的好坏可以通过最小自由距离来评价。
这里使用的卷积码，可以说是某一特别种类的卷积码的编码器。现有的一般卷积码，输入信号的域和输出信号的域一致。而本发明的图2所示的编码器生成的卷积码，其输入具有以2为模的伽罗瓦域，即GF(2)上的维次，并且其输出具有GF(3)上的维次。或者，也可以说，是输入被限制在GF(3)上的特定维次的卷积码。具有此种限制的卷积码与现有已知的一般卷积码，其性质大不相同。
从通过计算机检索寻找最小自由距离的结果，明显地可以看出其与通常的卷积码不同的性质。在GF(3)上的现有卷积码中，若将编码率设为1，无论多么加长约束长度，最小自由距离一定在2或2以下。而在本发明的卷积码中，约束长度增加时，有时最小自由距离也会增加。但是，如果象现有卷积码那样来增加约束长度，最小自由距离也并不增加。具体地说，若将约束长度做成7，最小自由距离可以构成为6的码。但是，若将约束长度增加到8，最小自由距离反而会减小。卷积码的连接方法，可以描述为生成多项式，约束长度为7时最小自由距离为6的连接方法，即生成多项式限于以下2个g(D)＝1+2D+D2+D4+D5+D6...(4)或者g(D)＝2+D+2D2+2D4+2D5+2D6 ...(5)约束长度为偶数时，常常会形成一旦产生错误就无法自律恢复而错误变为传播的摧毁性的码，因而实用性差。这些特征来源于符号编码率为1这种特殊条件。
图12为二维输入三维输出卷积编码器的更为具体的结构图。该卷积编码器的生成多项式通过式(4)给出。在此，D表示延迟元素，系数表示该延迟元素的相乘系数。另外，加法记号是指以3为模的加法。从端子10引入的二维数字信息，由6段移位寄存器211、212、...、216进行时间延迟。
根据生成多项式，输入信号和移位寄存器第2段212、第4段214、第5段215和第6段216的输出信号，被引入加法器23。移位寄存器第1段211的输出，需要变成2倍后再相加，但如果对相同信号进行两次相加，则可以省略乘法器。因此，移位寄存器第1段211的输出信号，被引入加法器23两次。加法器23是以3为模的加法器，相加结果作为三维信号输出。
在使用图2所示的编码器时，接收机102的译码器18可以使用维特比(Viterbi)译码器。编码器11的移位寄存器的段数为n时，尽管卷积码的代码字为三维信号，而维特比(Viterbi)译码器的状态数也为2n。在对现有的GF(3)上的卷积码进行译码时，维特比(Viterbi)译码器的状态数为3n。维特比(Viterbi)译码器的电路规模和状态数大致成正比，因此本发明用于对卷积码进行译码的维特比(Viterbi)译码器的电路规模比现有的要简单的多。例如，以约束长度为7的卷积码为例，n的值为6，因此维特比(Viterbi)译码中的状态数即电路规模，是现有维特比(Viterbi)译码器的11分之1以下。
图2所示实施例的优点在于，输入的二维数字信息的比特速率和数字相位调制的波特速率的值相同且其占用频带窄；每输入1比特二维数字信息输出1个三维信息，因而没有伴随编码的时间延迟；可以得到优良的误码率特性。
但是，本发明的编码器，不限于图2的实施例，可以进行种种变更。在图2的实施例中，每输入1比特的二维数字信息输出1个三维信号，但该编码率与一般的卷积码一样，可以自由改变。例如，每输入1比特的二维数字信息时如果使其输出2个三维信号，则在相同的约束长度下，可以大幅度地增加最小自由距离。但传输路径的波特速率变成2倍。
另外，在图2的实施例中，编码器11生成卷积码，但也可以生成分组码。这种情况下，对于k个二维数字信息，输出h个三维信号。其中，将k和h设定为3h大于2k。如果使k和h的值相等，则可以使平均比特速率和平均波特速率一致。这样，编码器11，如果选择将二维数字信息作为输入，将三维信号作为输出，则可以是任意结构。而且，在构成为了其输出信号是纠错码的场合，可以提供一种相对Eb/No的误码率特性优良的数字通信装置。另外，如果选择三维信号的输出个数是二维数字信息输入个数的整数倍，则可以减小编码器11中的延迟时间。特别是可以提供一种具有下述特别的优点的数字通信装置在使用每当输入1个二维数字信息输出整数个三维信号的卷积码的情况下，没有伴随编码的延迟，并且可以得到优良的误码率特性等。
图3所示为三相相位解调器16的一个更具体的实施例。从频率转换器43输入的150kHz波段的信号，被引入乘法器241和乘法器242。载波再生器17将sin2πf1t供给乘法器241，同样，将sin(2πf1t+π/2)供给乘法器242。乘法器241和乘法器242的输出信号，分别由低通滤波器251和低通滤波器252将高频成分去除。如此来进行同相成分和正交成分的同步检波。
低通滤波器251和低通滤波器252的输出信号，分别被引入比特定时抽出电路26，同时还被引入AD转换器271和AD转换器272。在AD转换器271和AD转换器272中，以比特定时抽出电路26指示的定时对输入信号进行采样，并且进行AD转换后输出。
该两个输出信号，被引入似然计算电路28，计算并输出针对3个信号点的似然。在此，似然计算电路28中的似然计算按如下方法进行。AD转换器271的输出信号，表示同相成分的大小。将该值设为x。同样，AD转换器272的输出信号，表示正交成分的大小。将该值设为y。在通信路径上相加的噪声为高斯噪声时，接收信号的概率密度函数，是以所发送信号点的坐标作为平均值的二维高斯函数。即，得到x和y时的各信号点的似然，可以作为以各信号点作为中心的二维高斯函数的、点(x，y)上的概率密度来求出。对该概率密度值取对数，并去掉三个信号点共通的常数项后的结果是对数似然，在使用图6(c)所示的3个信号点540、541、542时，针对信号点540的对数似然为2x，针对信号点541的对数似然为(-x+√3y)，针对信号点542的对数似然为(-x-√3y)。即，可以容易地根据AD转换器271和AD转换器272的输出进行计算。另外，不是对数似然，在进行硬判定时，将对上述对数似然进行比较后取最大值的信号点作为接收信号即可。
然后，将使用约束长度为7的三维卷积编码器和三相相位调制器的本发明的数字通信装置与使用约束长度为7的现有卷积码和π/4相移QPSK的现有数字通信装置，进行综合比较。
图8所示为该两种方式的相对Eb/No的误码率。从该图可以看出，误码率特性几乎相同。另外，卷积码的约束长度均为7，因此译码电路规模几乎也相同。即，使用约束长度为7、编码率为1的三维卷积编码器和三相相位调制器的本发明的数字通信装置，相对于使用约束长度为7、编码率为1/2的二维卷积码和π/4相移QPSK的现有数字通信装置相，主瓣的无线占用频带相同，装置的电路规模同等，并且相对Eb/No的误码率特性也几乎相同，可以将瞬时振幅的波动量改善约30％。
这里非常重要的一点是，本发明的三相相位调制与二维输入三维输出纠错码，可以相互补全各自的得失。显然，本发明的三相相位调制，作为基本的性质，瞬时振幅波动特性和相对Eb/No的误码率优于QPSK。但是，三相相位调制难以实现与二维数字信息的匹配。另一方面，从纠错方式看，二维输入三维输出纠错码的编码增益，与约束长度相同、编码率为1/2的卷积码相比，编码增益有若干劣化。但是，可以出色地解决二维数字信息与三相相位调制的符号变换的匹配性。而且，纠错码自身的编码增益的若干劣化，可以通过三相相位调制所具有的良好的相对Eb/No的误码率来抵消。结果是仍保留有在相同的误码率特性下可以改善瞬时振幅特性的优点。这样，通过相互补充三相相位调制和二维输入三维输出纠错码的得失，可以构成整体特性优良的数字通信装置。
因此，如周知的磁记录系统(文献3)，即使在将磁力或电压做成3值进行记录的装置、或者利用了解调电压为3值的3值ASK的调制方式中，使用二维输入三维输出纠错码，与使用了QPSK和卷积码的现有方式相比，相对Eb/No的误码率特性大幅度劣化，得不到本发明那样的效果。
另外，本发明不限于上述实施例，可以进行种种变更。例如，在图1的实施方式中，瞬时振幅的最小值为最大振幅的50％，但可以将其变更为没有振幅波动的定包络调制。
图9所示为利用定包络三相相位调制的本发明的数字通信装置的相位迁移图。在定包络三相相位调制中，相位点在图9所示的3个相位点540、541、542之间沿迁移轨迹58迁移。在图9中，信号点，从相位点540到相位点541，或者从相位点541到相位点542，或者从相位点542到相位点540这样地，沿左旋转方向移动时，即相位增加时，瞬时频率升高。相反，信号点，从相位点541到相位点540这样地，沿右旋转方向移动时，瞬时频率降低。
图10所示为该瞬时频率的时间变化。为了抑制调制波的旁瓣频谱的扩张，瞬时频率的变化图中，必须移动迁移轨迹58以使一次微分系数是连续的。
图11所示为定包络三相相位调制器的概略结构图。若将图1中的三相相位调制器12和信号发生器13置换成图11的电路，则得到定包络三相相位调制波。现有的GMSK波的产生方法是通过扩大为3值来构成的。从编码器11引入的三维信号，被输入到延迟电路61和波形数据存储电路62。延迟电路对输入的信号进行时间延迟，例如，将过去4个时隙的信号供给波形数据存储电路62。这样，连续的数个符号的三维信号被输入到波形数据存储电路62中。维的值与相位对应，因此三维信号也是相位数据。
在波形数据存储电路62中，存储有输入了该数个符号的相位数据时的图9的迁移轨迹58的应答波形，更详细地说是迁移轨迹58的应答波形的同相成分和正交成分。波形数据存储电路62的输出波形，在乘法器63和乘法器64中，分别乘以sin2πf1t和sin(2πf1t+π/2)，并在加法器65中被合成。乘法器63、64和加法器65的作用，是利用由波形数据存储电路62输出的2个信号对载波进行正交调制。从波形数据存储电路62供给乘法器63、64的信号，是迁移轨迹58上的值，因此由加法器65输出的信号为定包络调制波。
在此，波形数据存储电路62中存储的波形，是与数个符号的相位数据被输入时的瞬时频率的时间变化相对应的波形，但瞬时频率的时间变化的取法并不是唯一地规定。
在现有的GMSK中，使用与2值信号的数个符号对应的瞬时频率的高斯滤波器应答波形，而在本发明中，若使用与3值信号的数个符号对应的瞬时频率的高斯滤波器应答波形，也可以抑制频率的旁瓣的扩张。
在波形数据记忆电路62中，可以存储任意波形，因此也可以使用高斯滤波器应答波形以外的波形。加法器65的输出信号被输出到带通滤波器14中。这样得到的调制波形，没有瞬时振幅的陷落而其包络线是一定的。因此，即使通过输入输出特性为非线性的功率放大器进行发送，也几乎不影响其频谱。结果是，与使用QPSK等线性调制波的情况相比，可以抑制功率放大器的功率消耗，而在电池容量相同的情况下，可以更长时间地使用移动终端。
本发明的定包络三相相位调制，与使用纠错方式和GMSK的现有方法相比也具有特别的优点。本发明的定包络三相相位调制波的占用频带宽度为GMSK单体的1.33倍。这是因为，符号间的相位迁移量，在GMSK的情况下为π/2，而在定包络三相相位调制的情况下增加为最大2π/3，因此每单位时间的相位变化速度变为1.33倍。
但是，本发明中使用的二维输入三维输出的编码器具有纠错能力，因此相对Eb/No的误码率优良。为了使用GMSK达到与使用图2所示的编码器的定包络三相相位调制同样的误码率，与QPSK的情况相同，必须使用编码率为1/2的卷积码。此时，GMSK的符号速率，是信息的比特速率的2倍，因此与GMSK单体相比，必须有2倍的无线频带宽度。结果是，在使用本发明的定包络三相相位调制时，与具有相同的定包络性质、具有几乎相同的相对Eb/No的误码率，并且与使用现有卷积码和GMSK的方法相比，可以将占用频带宽度减至2/3。换言之，如果可利用的频带宽度相同，通过使用本发明，则可使同时通话者数量变为1.5倍。
另外，在上述说明中，是就数字通信装置来记述本发明，但也可以将本发明适用于数字存储装置。数字通信，是通过通信媒体对声音、图像等数字信息进行调制解调，而数字存储是通过记录媒体对数字信息进行调制解调，在通过媒体进行调制解调这一点上可以共通地处理。
例如，在磁记录装置中，在线性记录或转换为高频后记录数字信息的情况下，通过与通信路径同等地处理磁记录媒体，可以得到同样的效果，并且可以适用于多通道化和高密度化。
如以上的详细说明，依据本发明，与使用现有的纠错方式和QPSK的数字通信装置相比，可以在丝毫不牺牲主瓣的无线占用频带、装置的电路规模和相对Eb/No的误码率等的情况下，大幅度地改善调制波的瞬时振幅的波动量。结果是，即使在使用了输入输出特性为非线性的功率放大器的情况下，也可以抑制旁瓣频谱的产生，故此可以大幅度地减少对相邻信道的干扰。
另外，因为旁瓣频谱少，因而可以缩小与相邻信道的频率间隔，从而可以增加用户容量。另外，如果使用本发明的定包络三相相位调制，与使用现有的纠错方式和QPSK的数字通信装置相比，可以在不牺牲装置的电路规模和相对Eb/No的误码率等的情况下，照样维持不受输入输出特性为非线性的功率放大器影响的定包络特性，从而可使占用频带宽度减少至2/3。
工业实用性本发明的数字通信方法和数字通信装置也适合于移动通信系统。
权利要求书(按照条约第19条的修改)根据条约19条修改的声明权利要求第1项～7项、11项～13项、17项和18项，明确了通过一个结构对二维数字信息信号进行多值化和编码的2个处理后同时得到三维信号。
另外，该修正是根据例如第10页24行～26行、第14页11行～22行、第15页11行～18行、第16页12行～24行记载的内容。
在所引用的文献中特别是在具有相关性的引用文献1(JP2003-209493)(日本电器株式会社)中，在其图2中记载了将2值数据转换后作为多值、并对该多值进行三相相位调制这一点，另外，在图5中记载了将2值数据转换后作为3值、通过三维纠错编码使该3值成为编码后的3值，然后对该编码3值进行三相相位调制这一点。
另外，在引用文献2(JP2003-142349)(日本电器株式会社)中，作为现有技术记载了通过二维纠错编码使2值成为编码后的2值，通过2值多值转换使该编码2值成为编码后的多值，然后对该编码多值进行多值调制这一点，作为本发明记载了通过2值多值转换使2值成为多值，通过非二维纠错编码使该多值成为编码后的多值，然后对该编码多值进行多值调制这一点。
上述引用文献中记载的技术，都是使多值化和编码这2个处理分别独立进行的，为了得到编码多值必须有两个阶段的处理。因此，在该2值多值转换中，在将n个二维信号转换成p个多值信号时，多值信号中由于产生与二维信号不对应的信号的余地，因此在产生转换损失的同时，当即使p个多值信号内的1个有错误，就会产生这样的问题所还原的n个二维信号完全不同、误码率极端劣化，即发生所谓的错误传播。
而本发明由于具有上述结构，可以进行不发生错误传递、并且没有转换损失的二维输入三维输出的纠错编码。
修正书的权利要求[2004年3月9日(09.03.04)由国际局受理，对当初申请时的权利要求1-7、11-15、17和18进行了修正，其它权利要求不变。(4页)1.(修正后)一种数字通信方法，其特征在于，通过二维输入三维输出纠错码转换将二维数字信息信号多值化并编码为三维信号，与该多值化并编码后的三维信号对应改变载波的相位后来进行三相相位调制，并发送该三相相位调制过的信号。
2.(修正后)一种数字通信方法，其特征在于，对三相相位调制过的信号进行相位解调后从二维输入三维输出纠错码中检测有关三维信号的信息，利用通过该相位解调得到的有关三维信号的信息对二维输入三维输出纠错码进行译码后得到二维数字信息。
3.(修正后)一种数字通信装置，其特征在于，具有通过二维输入三维输出纠错码转换将二维数字信息信号多值化并编码为三维信号的编码单元；和与由该编码单元输出的三维信号对应来改变载波相位的三相相位调制单元。
4.(修正后)一种数字通信装置，其特征在于，具有对被三相相位调制过的信号进行相位解调后由二维输入三维输出纠错码中检测有关三维信号的信息的相位解调单元；和利用由该相位解调单元输出的有关三维信号的信息对二维输入三维输出纠错码进行译码后决定二维数字信息信号的译码单元。
5.(修正后)根据权利要求3所述的数字通信装置，其特征在于，所述编码单元，具有使二维数字信息信号延迟的延迟单元；和对由该延迟单元输出的多个信号进行伽罗瓦域GF(3)上运算的以3为模的加法单元。
6.(修正后)根据权利要求3所述的数字通信装置，其特征在于，所述编码单元，由二维数字信息信号生成伽罗瓦域GF(3)上所规定的纠错码；所述三相相位调制单元，与所述纠错码的符号对应来改变载波的相位。
7.(修正后)根据权利要求3所述的数字通信装置，其特征在于，所述三相相位调制单元，具有与由所述编码单元输出的三维信号对应来生成具有相对每个相移2π/3相位不同的信号点的定包络调制波的定包络调制波生成单元。
8.根据权利要求7所述的数字通信装置，其特征在于，所述定包络调制波生成单元，与时间上连续的2个符号对应来生成载波相位相同或相差2π/3的定包络调制波。
9.一种定包络三相相位调制器，其特征在于，具有延迟或存储三维信号的单元；根据时间上连续的多个三维信号的模式输出与载波相位的转移轨迹对应的正交成分和同相成分的应答波形存储单元；和利用由该应答波形存储单元输出的正交成分和同相成分对载波进行正交调制的单元。
10.根据权利要求7或8所述的数字通信装置，其特征在于，所述定包络调制波生成单元，是定包络三相相位调制器，该定包络三相相位调制器，具有延迟或存储三维信号的单元；根据时间上连续的多个三维信号的模式输出与载波相位的转移轨迹对应的正交成分和同相成分的应答波形存储单元；以及利用由该应答波形存储单元输出的正交成分和同相成分对载波进行正交调制的单元。
11.(修正后)一种二维输入三维输出纠错编码装置，其特征在于，具有使二维数字信息信号的输入信号延迟的偶数个延迟单元和对由该延迟单元输出的信号和输入信号进行伽罗瓦域GF(3)上运算的以3为模的加法单元，并且至少将输入信号和最终的延迟单元的输出信号用于伽罗瓦域GF(3)上的运算中。
12.(修正后)根据权利要求3、5、6当中的任意一个所述的数字通信装置，其特征在于，所述编码单元，是二维输入三维输出纠错编码装置，该二维输入三维输出纠错编码装置，具有使二维数字信息信号的输入信号延迟的偶数个延迟单元和对由该延迟单元输出的信号和输入信号进行伽罗瓦域GF(3)上的运算的单元，并且至少将输入信号和最终的延迟单元的输出信号用于伽罗瓦域GF(3)上的运算中。
13.(修正后)一种二维输入三维输出纠错编码装置，其特征在于，对于二维输入信号，生成多项式生成由g(D)＝1+2D+D2+D4+D5+D6或者g(D)＝2+D+2D2+2D4+2D5+2D6所规定的三维输出纠错码。
14.(修正后)根据权利要求3、5、6当中的任意一个所述的数字通信装置，其特征在于，所述三相相位调制单元，是二维输入三维输出纠错编码装置，该二维输入三维输出纠错编码装置，对于二维输入信号，生成多项式生成由g(D)＝1+2D+D2+D4+D5+D6或者g(D)＝2+D+2D2+2D4+2D5+2D6所规定的三维输出纠错码。
15.(修正后)一种数字记忆装置，其特征在于，具有由二维数字信息信号生成伽罗瓦域GF(3)上规定的纠错码的单元；和与所述纠错码的符号对应来改变载波相位的三相相位调制单元。
16.一种数字记忆装置，其特征在于，具有定包络三相相位调制器，该定包络三相相位调制器，具有延迟或存储三维信号的单元；根据时间上连续的多个三维信号的模式输出与载波相位的转移轨迹对应的正交成分和同相成分的应答波形存储单元；以及利用由该应答波形存储单元输出的正交成分和同相成分对载波进行正交调制的单元。
17.(修正后)一种数字记忆装置，其特征在于，具有二维输入三维输出纠错编码装置，该二维输入三维输出纠错编码装置，使二维数字信息信号的输入信号延迟的偶数个的延迟单元和对由该延迟单元输出的信号和输入信号进行伽罗瓦域GF(3)上运算的以3为模的加法单元，并且至少将输入信号和最终的延迟单元的输出信号用于伽罗瓦域GF(3)上的运算中。
18.(修正后)一种数字存储装置，其特征在于，具有二维输入三维输出纠错编码装置，该二维输入三维输出纠错编码装置，对于二维输入信号，生成多项式生成由g(D)＝1+2D+D2+D4+D5+D6或者g(D)＝2+D+2D2+2D4+2D5+2D6所规定的三维输出纠错码。
权利要求
1.一种数字通信方法，其特征在于，将二维数字信息信号转换成三维信号并进行编码，根据该编码后的三维信号改变载波的相位，来发送该三相相位调制过的信号。
2.一种数字通信方法，其特征在于，对被相位调制过的信号进行相位解调后检测有关三维信号的信息，利用通过该相位解调得到的有关三维信号信息进行译码后来得到二维数字信息。
3.一种数字通信装置，其特征在于，具有将二维数字信息信号转换成三维信号的编码单元；和对应于由该编码单元输出的三维信号来改变载波相位的三相相位调制单元。
4.一种数字通信装置，其特征在于，具有从被相位调制过的信号检测有关三维信号的信息的相位解调单元；和利用由该相位解调单元输出的有关三维信号的信息来决定二维数字信息的译码单元。
5.根据权利要求3所述的数字通信装置，其特征在于，所述编码单元，具有使二维数字信息延迟的延迟单元；和对由该延迟单元输出的信号进行伽罗瓦域GF(3)上的运算的单元的三维信号编码单元。
6.根据权利要求3所述的数字通信装置，其特征在于，所述编码单元，具有由二维信息生成伽罗瓦域GF(3)上所规定的纠错码的单元；和对应于所述纠错码的符号来改变载波的相位的三相相位调制单元。
7.根据权利要求3所述的数字通信装置，其特征在于，所述三相相位调制单元，具有对应于由所述编码单元输出的三维信号，来生成具有相对地每个相移2π/3相位不同的信号点的定包络调制波的单元。
8.根据权利要求7所述的数字通信装置，其特征在于，所述定包络调制波生成单元，对应于时间上连续的2个符号，生成载波相位相同或相对地相差2π/3的定包络调制波。
9.一种定包络三相相位调制器，其特征在于，具有延迟或存储三维信号的单元；根据时间上连续的多个三维信号的模式输出与载波相位的转移轨迹对应的正交成分和同相成分的应答波形存储单元；和利用由该应答波形存储单元输出的正交成分和同相成分对载波进行正交调制的单元。
10.根据权利要求7或8所述的数字通信装置，其特征在于，所述定包络调制波生成单元，是定包络三相相位调制器，该定包络三相相位调制器，具有延迟或存储三维信号的单元；根据时间上连续的多个三维信号的模式输出与载波相位的转移轨迹对应的正交成分和同相成分的应答波形存储单元；以及利用由该应答波形存储单元输出的正交成分和同相成分对载波进行正交调制的单元。
11.一种三维信号编码装置，其特征在于，具有使二维数字信息延迟的偶数个延迟单元和对由该延迟单元输出的信号和输入信号进行伽罗瓦域GF(3)上运算的单元，并且至少要将输入信号和最后一个延迟单元应用于伽罗瓦域GF(3)上的运算中。
12.根据权利要求3、5、6当中的任意一个所述的数字通信装置，其特征在于，所述编码单元，是三维信号编码装置，该三维信号编码装置，具有使二维数字信息延迟的偶数个延迟单元和对由该延迟单元输出的信号和输入信号进行伽罗瓦域GF(3)上的运算的单元，并且至少要将输入信号和最后一个延迟单元应用于伽罗瓦域GF(3)上的运算中。
13.一种卷积编码装置，其特征在于，对于二维输入信号，生成多项式生成由g(D)＝1+2D+D2+D4+D5+D6或者g(D)＝2+D+2D2+2D4+2D5+2D6所规定的卷积码。
14.根据权利要求3、5、6当中的任意一个所述的数字通信装置，其特征在于，所述三相相位调制单元，是卷积编码装置，该卷积编码装置，对于二维输入信号，生成多项式生成由g(D)＝1+2D+D2+D4+D5+D6或者g(D)＝2+D+2D2+2D4+2D5+2D6所规定的卷积码。
15.一种数字存储装置，其特征在于，具有由二维数字信息生成在伽罗瓦域GF(3)上所规定的纠错码的单元；和对应于所述纠错码的符号来改变载波相位的三相相位调制单元。
16.一种数字记忆装置，其特征在于，具有定包络三相相位调制器，该定包络三相相位调制器，具有延迟或存储三维信号的单元；根据时间上连续的多个三维信号的模式输出与载波相位的转移轨迹对应的正交成分和同相成分的应答波形存储单元；以及利用由该应答波形存储单元输出的正交成分和同相成分对载波进行正交调制的单元。
17.一种数字记忆装置，其特征在于，具有三维信号编码装置，该三维信号编码装置，具有使二维数字信息延迟的偶数个的延迟单元和对由该延迟单元输出的信号和输入信号进行伽罗瓦域GF(3)上运算的单元，并且至少要将输入信号和最后一个延迟单元应用于伽罗瓦域GF(3)上的运算中。
18.一种数字记忆装置，其特征在于，具有卷积编码装置，该卷积编码装置，对于二维输入信号，生成多项式生成由g(D)＝1+2D+D2+D4+D5+D6或者g(D)＝2+D+2D2+2D4+2D5+2D6所规定的卷积码。
全文摘要
本发明的数字通信装置，包括将二维数字信息信号转换成三维信号的编码单元和根据该三维信号改变载波相位的相位调制单元，以及具有从接收到的相位调制波中检出三维信号信息的相位解调单元和利用该三维信号信息确定二维数字信息的译码单元的解调器。该数字通信装置具有与使用现有QPSK或π/4相移QPSK和纠错方法的数字通信装置相同的误码率和占有无线带宽，并且极大改善了振幅波动。而且，该数字通信装置可以发射更窄占有频带宽度的信号，并且保持与使用现有纠错码的GMSK相同的稳定包络特性。
文档编号H03M7/06GK1703833SQ200380101010
公开日2005年11月30日 申请日期2003年10月2日 优先权日2002年10月7日
发明者中村诚 申请人:横浜Tlo株式会社, 中村诚